Дивеев

ВВЕДЕНИЕ
В передающих устройствах СВЧ диапазона, т.е. на частотах от 3 до 30 Ггц (длина волны, соответственно, от
10 до 1 см) применение активных элементов (ламп, транзисторов), используемых на более низких частотах, затруднено вследствие сравнимости длин волн с размерами
таких элементов. То же самое относится и к пассивным
элементам: катушкам индуктивности, конденсаторам колебательных систем передатчиков. Поэтому в указанном диапазоне принципы действия активных элементов и
конструктивное воплощение избирательных систем передатчиков
отличны от аналогичных по назначению элементов в передатчиках более низких частот. Тем не менее в диапазоне
метровых и дециметровых волн могут применяться активные
и пассивные элементы , используемые на более низких частотах, но со специальными конструктивными особенностями. В силу отмеченных обстоятельств проектирование
схем и узлов передатчиков СВЧ существенно отличается
от проектирования более низкочастотных передатчиков.
Этим вопросам и посвящено данное учебное пособие, призванное как обеспечить изучение особенностей принципов
работы элементов СВЧ передатчиков, так и дать методики
подхода к проектированию и расчету схем и узлов передатчиков СВЧ.
1. Общие вопросы и понятия
1.1. Особенности принципов работы электронных приборов диапазона СВЧ
Использование обычных электронно- вакуумных ламп в
диапазоне СВЧ приводит к самовозбуждению усилителей,
уменьшению КПД и полезной мощности, увеличению требуемой мощности возбуждения и, соответственно, уменьшению
коэффициента усиления по мощности, к разогреву конструктивных элементов ламп (сеток, анодов, катодов).
Самовозбуждение усилителей возрастает, прежде всего, за
счет наличия обратной связи между анодной и сеточной
цепями, через межэлектродную емкость анод-сетка C ac .
Основными способами борьбы с самовозбуждением является
использование ГВВ, собранного по схеме с общей сеткой и
применение УКВ тетродов.
Причина увеличения необходимой мощности возбуждения
состоит во влиянии паразитной индуктивности катодного
вывода лампы. Пусть на участке сетка – катод,рис.1. 1.,
Рис. 1.1
действует напряжение ск. Тогда  p – напряжение возбуждения – является векторной суммой сккр. Вектор к
сдвинут относительно вектора ск на 90. Поэтому величина ск меньше, чем р , что и приводит к необходимости
увеличения мощности возбуждения. Устранить влияние Lк
можно путем создания ламп с выводами в виде широких
лент или прямых толстых стержней, что значительно
уменьшает их индуктивность. С ростом частоты через межэлектродные емкости под действием приложенных к ним высокочастотных напряжений протекают емкостные токи, величина которых сравнима с электронными токами в цепях
анода, сетки и катода. Далее эти емкостные токи превращаются в электронные на электродах лампы и создают значительные потери в выводах. Эти потери возникают не
только в проводниках выводов, но и в диэлектриках, что
снижает КПД ГВВ.
Выходная мощность ГВВ падает с ростом рабочей частоты
вследствие того, что емкость колебательных систем ГВВ
ограничена снизу емкостью межэлектродной и с увеличением частоты приходится уменьшать индуктивность контура,
что уменьшает величину характеристического сопротивления контура. Действительно, характеристическое сопротивление колебательного контура
R oc 
Lk
Lk

C k  rп C ас  rп
,
где Lк и Ск - индуктивность и емкость контура, rп – сопротивление потерь, Cас -межэлектродная емкость. Уменьшение Lк при неизменной Cас ведет к уменьшению Rос. В
свою очередь с ростом частоты увеличиваются потери как
в проводниках, так и в диэлектриках, т.е. растет величина rп . Две эти причины и приводят к падению Rое с
ростом частоты, к падению выходной мощности и КПД.
Перечисленные выше недостатки привели к разработке
конструкций ламп, которые называются металлокерамическими. Особенностью их является применение керамики
вместо стекла, дисковых выводов электродов вместо проволочных. Само включение этих ламп в радиосхемах ГВВ,
автогенераторов осуществляется с помощью коаксиальных
систем - насажанных на выводы труб. Эти трубы формируют
коаксиальные резонаторы – избирательные системы генераторов. Эскиз подобной конструкции приведен на рис.1.2 в
форме одностороннего расположения труб коаксиальных резонаторов.
Рис.1.2
На рисунке: А – вывод анода, С – сетки, К – катода
и Н – накала, Cас и Сск – условно обазначенные межэлектродные емкости, штриховкой обозначены трубы резонаторов: анодная, сеточная, катодная.Совокупность анодной и
сеточной труб составляет анодно- сеточный резонатор,
сеточной и катодной – катодно-сеточный резонатор.Обычно
такая конфигурация генератора характерна для схемы генератора с общей сеткой.
Для настройки резонаторов в межтрубные зазоры
вставляются короткозамыкающие поршни, либо сплошные металлические, либо с емкостными вставками, последнее характерно для катодно- сеточного резонатора. Эквивалентная схема такого генератора показана на рис.1.3.
Рис.1.3
Такая конструкция ламп позволила применять их практически во всем метровом и дециметровом диапазонах
волн.Следует отметить, что применение металлокерамических ламп в указанныхдиапазонах позволило проводить
расчет электронных режимов генераторов по тем методикам, что и для ламп обычного типа. Разделение цепей по
постоянному и переменному токам в схеме осуществляется
конструктивно, путем вставки тонких диэлектрических
прокладок между трубами и цилиндрическими выводами
электродов ламп.
Тем не менее на частотах, соответствующих длинам
волн в сантиметрах и менее, использование даже металокерамических ламп сталкивается с теми же, отмеченными
выше трудностями, кроме того, возникает необходимость
учета конечного времени пролета электронов в межэлектродном пространстве ламп.Это явление приводит к заметному фазовому сдвигу колебаний между токами и напряжениями на электродах. Это приводит к нарушениям условия
баланса фаз в генераторах и падению мощности ВЧ –
колебаний, ибо мощность
P  I    cos
(1.1)
Сдвиг фаз  между током и напряжением ведет к уменьшению Р. Поэтому в сантиметровом, миллиметровом диапазонах используют другие принципы построения генераторов
СВЧ и активных приборов в них.
Принципы работы таких генераторов основаны на непрерывном взаимодействии бегущих электромагнитных волн,
распространяющихся вдоль замедляющую фазовую скорость
волны структуры, с потоком (лучом) электронов, движущихся совместно с волной. При этом скорость электронов
 e и фазовая скорость волны 
(1.2)
е   .
При выполнении этого условия, которое носит название условие синхронизма, электроны непрерывно взаимодействуют с электрической составляющей волны одной и
той же фазы. Это взаимодействие состоит в том, что приводит к поддержанию или усилению мощности электромагнитных колебаний в замедляющей структуре. Иными словами, энергия электронов, добавляясь к волне, компенсирует затухание волны в замедляющей структуре.Скорость
электронов  e обеспечивается подачей между катодом и
анодом электронного прибора СВЧ, ускоряющего напряжение
анода E a :
e  2 
e
 Ea
m
(1.3)
Возбуждение электромагнитной волны в замедляющей системе осуществляется либо подачей входного колебания (подлежащего усилению) на замедляющую систему ,либо путем
использования свободных (собственных) колебаний в самой
замедляющей системе (автогенерация). В качестве замедляющих систем могут использоваться: спираль, гребенка,
система щель-отверстие (резонаторная), встречные штыри,
разнорезонаторная система [1].
Замедляющая система, по сути дела, представляет собой некоторую линию передачи, вдоль которой движется
поток
электронов
синхронно
(1.2)
с
фазой
волны
(рис.1.4).
Рис.1.4
Вектора FE на рис.1.4 обозначают вектор силы, Действующий на электрон со стороны электрического поля
волны. Если этот вектор направлен против вектора
 ,случай 1, то электрон тормозится полем волны и отдает волне свою энергию. При совпадении направлений векторов FE и  , случай 2, волна ускоряет электрон, т.е.
отдает свою энергию электрону, тогда волна будет затухать. Ясно, что условие синхронизма должно обеспечить
случай 1. тогда следует обеспечить условие скоростей
e  ф
(1.4)
Замедляющая структура может быть замкнута в кольцо и
превратится в вибратор, резонирующий на определенных
резонансных частотах. В этом случае в системе имеет место стоячая волна, образующаяся интерференцией двух бегущих волн: прямой и обратной. Взаимодействие электронов с волной обычно обеспечивается с одной из них. При
замкнутых замедляющих структурах обычно используют дополнительно поле постоянного или электромагнита, ортогональное вектору скорости электронов. Тогда траектория
движения электронов формируется круговой (вдоль замкнутого вибратора) или спиральной. В зависимости от формы
замедляющей структуры (линейная или замкнутая в круг)
различают модификации электронных приборов СВЧ.
Магнетрон – замкнутая замедляющая структура. Лампа
бегущей волны (ЛБВ): ЛБВ-О (линейная структура), ЛБВ-М
(замкнутая или линейная структура с магнитным полем).
Лампа обратной волны (ЛОВ): ЛОВ-О (с линейной структурой), ЛОВ-М (с замкнутой структурой в магнитном поле).
Особо следует сказать о пролетном и отражательных
клистронах. В этих приборах СВЧ нет замедляющих структур, но используется принцип группировки электронов в
пучке электрическим полем резонатора, что создает мощ-
ные импульсы тока, следующие с частотой волны и возбуждающие мощные вынужденные колебания в выходном резонаторе (пролетный клистрон) или в одном и том же резонаторе путем возврата импульсов тока в него (отражательный клистрон). Пролетный клистрон служит обычно усилителем мощности СВЧ (ГВВ), отражательный – автогенератором (сравнительно небольшой мощности)[1,2].
Наряду с электровакуумными приборами СВЧ, в последние десятилетия в связи с развитием полупроводниковой
технологии в диапазоне СВЧ стали применяться полупроводниковые активные приборы: диоды СВЧ, транзисторы
СВЧ. К первым следует отнести диоды ГАННА, лавиннопролетные
диоды,
варакторы.
Появились
и
СВЧтранзисторы, работающие в диапазонах частот до 6000
МГц. Биполярные транзисторы в диапазоне частот до 100
МГц ограничиваются мощностью 200…500 ВТ, до 1 ГГц – 100
ВТ и до 10 ГГц – единицами и долями ВТ.
Полевые МДП – транзисторы по уровню мощности догнали и перегоняют биполярные. Частотный диапазон их несколько ниже и составляет сверху величину порядка 2250
МГц.
Полярные транзисторы с барьером Шоттки (ПТШ) могут
работать до частот 25…40 ГГц, но уровни мощности ПТШ
составляют единицы и доли Вт, но на частотах выше
6
ГГц ПТШ по уровням колебательной мощности превосходят
биполярные.
1.2.
СВЧ.
Особенности
избирательных
систем
диапазона
Обычные колебательные системы по мере увеличения
частоты имеют следующие недостатки:
сравнительно низкую добротность, т.к. с ростом частоты растут потери на излучение, потери в контактах,
проводниках и диэлектриках;
возрастание полей рассеяния, что создает паразитные
связи в схемах и дополнительные потери в окружающих деталях;
малая эталонность (неизменность во времени) резонансных частот.
Так или иначе основным путем снижения влияния указанных выше причин выступает применение колебательных
систем с высокой добротностью.Такими системами в диапазоне СВЧ являются замкнутые вибраторы, полые резонаторы. В таких резонаторах СВЧ токи текут на внутренней
поверхности оболочки резонатора, что исключает потери
на излучение. Внутренние поверхности резонаторов покрываются слоем металла с высокой проводимостью и малыми
потерями.В результате добротноститаких резонаторов могут достигать тысяч единиц.
В целом совокупность достоинств замкнутых вибраторов сводится к следующему: высокая добротность, механическая плотность, свойство самоэкранировки, удобство
теплоотвода,удобство объединения с электродами активных
приборов(рис.1.2,например),возможность
использования
оболочек как перегородок, отделяющих вакуум от атмосферы (герметизация).
Настройка и связь в таких резонаторах конструктивно
отлична от резонаторов обычных.
Настройка резонаторов на заданную длину волны производится,в общем, изменением размеров(объема) резонатора либо перемещением поршня внутри вибратора,либо перемещением ввинчивающегося стержня (винта,плунжера).
Связь с полым резонатором для возбуждения в нем колебаний, отбора мощности или связи между резонаторами
осуществляется разными способами.
Магнитная связь может быть индуктивной или кондуктивной. В первом случае виток связи вводят в полость
резонатора, помещая его в пучность магнитного поля так,
чтобы плоскость петли витка была перпендикулярна направлению магнитных силовых линий. Во втором случае
стержень связи упирают в противоположную стенку резонатора.
Электрическая связь выполняется путем введения
внутрь резонатора электрода, не доходящего до противоположной стенки, наиболее сильная связь достигается при
помещении электрода в пучность электрического поля.
Диффракционная связь осуществляется с помощью отверстий, щелей в стенках вибраторов и может иметь магнитный , электрический или смешанный характер в зависимости от ориентации и формы щелей.
Электронная связь имеет место при пропускании электронных пучков через внутреннюю полость резонатора или
через специальные зазоры в резонаторах, защищенные сетками. Это имеет место, например, в клистронах.
В качестве вибраторов в диапазоне СВЧ применяются:
двухпроводные длинные линии, замкнутые на конце перемычками (диапазон УКВ, дециметровый диапазон);
коаксиальные резонаторы (рис.1.2, например), замкнутые на конце поршнями;
объемные резонаторы цилиндрические, прямоугольные,
торроидальные (дециметровый, сантиметровый и миллиметровый диапазон);
полосковые резонаторы (дециметровые, сантиметровые,
миллиметровые волны).
Размеры резонаторов обычно ограничиваются четвертью
или половиной длины волны. В любом случае эти размеры
кратны четверти длины волны.
К основным недостаткам колебательных систем СВЧ относят: сравнительную сложность конструкции, значительную массу и объем. Следует также отметить, что в ряд
избирательных систем СВЧ диапазона следует отнести также замедляющие структуры электронных приборов СВЧ.
1.3.
Характеристика
элементной
базы
передатчиков
СВЧ
Здесь рассматриваются характеристики элементной базы генераторов СВЧ передатчиков и мощных импульсных модуляторов, применяемых в СВЧ-передатчиках.
В генераторах СВЧ в настоящее время находят применение как электровакуумные приборы, так и полупроводниковые приборы СВЧ. К электровакумным приборам относятся
также специальные электронные приборы: магнетроны, пролетные клистроны, лампы бегущей и обратной волны (платинотроны).
1.3.1. Электровакуумные приборы (лампы) обычного
типа
Генераторные радиолампы, обозначение которых начинается с букв ГК, предназначены для рабочих частот не
выше 2 МГц. Лампы с обозначением ГУ предназначены для
частот не выше 30 МГц или не выше 250 МГц. Наивысшей
частотой такого типа является частота 500 МГц (ГУ-70Б).
Обозначения ГС имеют лампы с высшими рабочими частотами
0.5…2 ГГц (у ряда ламп эта частота достигает 3…4 ГГц,
ГС-34Е, ГС-33Б, например). Но надо иметь в виду, что по
мере роста рабочей частоты снижается мощность ламп.
Буквенные индексы в конце обозначений ламп указывают
способ
охлаждения:
А-водяное,
Б-воздушное,
Писпарительное.Номера в обозначениях можно рассматривать
как «возраст» ламп. До 59-старые лампы, от 60 до 70лампы «среднего возраста», 82 и выше-«молодые» лампы.
К импульсным генераторным лампам СВЧ-диапазона относятся лампы типа ГИ (генераторные, импульсные). Генераторные лампы ГС и ГИ имеют обычно «коаксиальную» кон-
струкцию – маячкового или металлокерамическую с дисковыми или цилиндрическими выводами электродов. Все перечисленные виды радиоламп могут быть или триодами, или
тетродами (в зависимости от обозначения). Схемное изображение этих ламп – на рис.1.5.
Рис.1. 5
Справочные материалы по рассмотренным типам ламп
можно найти в [ 1,6,7], а также в каталогах на кафедре
РТУ.
1.3.2. Пролетные клистроны и ЛБВ
Клистроны и ЛБВ в основном используют в оконечных
каскадах передатчиков на уровнях мощности, недостижимых
твердотельными приборами в диапазонах от 500 МГц до 30
ГГц. Они обычно выполняют функцию мощных оконечных усилителей передатчиков, т.е. функцию ГВВ. Клистроны являются более мощными (на 2…3 порядка) приборами, чем ЛБВ
и менее чувствительными к нестабильностям источников
питания. Мощные клистроны часто служат в качестве импульсных усилителей (до нескольких мегаватт в импульсе)
передатчиков радиолокаторов. ЛБВ в основном применяются
в качестве усилителей в линиях связи (ретрансляторы
наземные и космические).
Усиление пролетных клистронов составляет величину
порядка 40 дб, а КПД до 80% у лучших приборов. Если в
проектируемом передатчике предполагается применить прибор,уже выпускаемый промышленностью, то его параметры
должны удовлетворять требованиям технического задания,
допустимы лишь отступления в меньшую сторону в части
номинальной мощности. Схемное изображение клистрона на
рис.1.6, где цифрой 2 указывается число
Рис.1.6
промежутоточных резонаторов, а -аноды, к -катод, КОЛ –
коллектор, входной и выходной разъемы резонаторов
(группирователя и улавливателя),ФК–фокусирующая катушка.
Вопросы методики расчета ГСВЧ на клистроне приведены в 3.3.
Справочные данные по клистронам и ЛБВ можно найти в
[ 1,2,7].
1.3.3 Магнетроны
Магнетроны являются автогенераторами СВЧ-колебаний
в диапазоне от 1 до 30 ГГц. Обычно магнетроны используются для генерирования мощных радиоимпульсов в передатчиках радиолокаторов. Конструктивно магнетрон представляет собой диод, анод которого выполнен в форме многорезонаторной замкнутой, замедляющей системы. Ортогонально направлению катод-анод в магнетроне действует
магнитное поле с напряженностью В эрстед, обеспечивающее круговое (точнее, спиральное) движение электронов
от катода к аноду, имеющее составляющую скорости вдоль
замедляющей системы. Это вызывает взаимодействие потока
электронов с электромагнитной волной, движущейся вдоль
замедляющейся системы. В результате такого взаимодействия при определенных условиях, задаваемых электронным
режимом, энергия электронов отдается энергии электро-
магнитной волны замедляющей системы. Эта энергия выводится из системы через петлю связи, введенную в один из
резонаторов. Вопросы методики расчета электронного режима магнетрона приведены в разделах 2.1,3.2. Включение
магнетрона в схему (к выходу модулятора) заключается в
подаче на катод модулирующего импульса от модулятора в
отрицательной полярности. Анод магнетрона, будучи массивным и охлаждаемым, соединяется с корпусом. Схемное
обозначение магнетрона приведено на рис.1.7. Справочные
данные ряда магнетронов приведены в [ 2,7].
Рис.1.7
1.3.4. Полупроводниковые приборы СВЧ
В мощных каскадах передатчиков из полупроводниковых
приборов используют биполярные и полевые транзисторы.
Биполярные транзисторы применяются от низших частот до
частот, ориентировочно, в 10 ГГц. По мощностным параметрам на частотах до 1,5 ГГц к биполярным транзисторам
приблизились, а по ряду параметров опередили их МДПполевые транзисторы и транзисторы с барьером Шоттки. У
последних верхняя рабочая частота доходит до 60 ГГц.
Кроме биполярных и полевых транзисторов в передатчиках применяют еще ряд полупроводниковых приборов: тиристоры, диоды Ганна, лавинно-пролетные диоды, варакторы, варикапы и туннельные диоды. Тиристоры используют
как генераторные приборы на низших,до 100кГц, частотах,
а также в импульсных модуляторах. Лавинно-пролетные диоды и диоды Ганна, которые могут работать в схемах автогенераторов СВЧ до частот 200…250 ГГц, но на сравнительно малых мощностях,постепенно вытесняются транзи-
сторами с барьером Шоттки. Варакторные умножители частоты, которые устанавливались после транзисторных усилителей мощности на частотах 20…30 ГГц, также вытесняются транзисторами СВЧ. Варакторы и варикапы сейчас используются главным образом для перестройки частоты и
частотной модуляции в мощных и маломощных высокостабильных генераторах. На туннельных диодах строят усилители и автогенераторы, в том числе высокостабильные.
Тем не менее основными мощными генераторными полупроводниковыми приборами являются биполярные и полевые
транзисторы, прогресс которых обеспечивает их использование в выходных каскадах передатчиков, где требуются
как
самые высокие уровни мощности , так и частоты.
Именно сочетание последних условий является наиболее
важным обстоятельством применения полупроводниковых
приборов в СВЧ-диапазоне.
Мощности современных биполярных транзисторов ограничиваются 200…500 Вт до частот 10 МГц, примерно, 100
Вт до частот 1 ГГц и единицами, долями Ватт по мере
приближения к верхней предельной частоте порядка 10
ГГц. По ряду причин изготовление транзисторов еще большей мощности не оправдано (конструктивные усложнения,
отвод тепла, снижение входных и выходных сопротивлений
и т.д.).
Параметры современных транзисторов, которые могут
быть использованы в генераторах СВЧ выходных каскадов
передатчиков, достаточно подробно приведены в табл. 1.1
[ 1 ]. Примером таких транзисторов в СВЧ-диапазоне могут служить: КТ996А-2, 2Т925, 2Т610А, 2Т930Б,2Т996В-2.
Современные СВЧ МДП-транзисторы по мощностным параметрам догнали биполярные и выпускаются в частотном
диапазоне 400…2250 МГц и мощностном диапазоне от 1 до
300 Вт. Достаточно подробные сведения о высокочастотных
допустимых и экспериментально достоверных параметрах
МДП-транзисторов можно найти в табл. 1.2 [ 1 ].
У полевых транзисторов с барьером Шоттки (ПТШ) инерционность процессов на один-два порядка меньше, чем у
полевых, что обеспечивает их применение до частот
80…100 ГГц. Мощные ПТШ работают на частотах до 25…45
ГГц и превосходят биполярные по уровню мощности и КПД
на частотах выше 6 ГГц. Тем не менее абсолютные значения мощностец ПТШ сравнительно невелики, до 10 Вт, например, у транзистора 3П930-В2. Подробная сводка параметров ПТШ приведена в табл. 1.3 [ 1 ].
В последнее время прослеживается тенденция перехода
к гибридным интегральным схемам (ГИС). Выходные мощности ГИС составляют 1…20 Вт в диапазоне частот 40…1785
МГц. Основным назначением ГИС является использование
их в мобильных и носимых портативных устройствах радиосвязи. В табл.1.4 [ 1 ] приведены интегральные параметры ряда отечественных и фирмы Motorola ГИС,применяемых
в таких системах, а также в телевизионных передатчиках.
Изображение транзисторов в схемах приведено на рис.1.8,
где а) –биполярный, б) –МДП-транзистор и в) –транзистор
ПТШ.
Рис.1.8
2. Проектирование структурных схем передатчиков СВЧ
2.1 Разработка и расчет структурной схемы передатчика с импульсной модуляцией
Исходными данными для проектирования и расчетов
являются: рабочая длина волны (частота)-λ (f);импульсная
мощность-Р1, кВт; длительность импульса-  , мкс; частота
повторения импульсов –F, кГц.
Определим мощность на выходе передатчика
вых 
K pz    PI
 ф (1  F 2 )
,
где  - прямое затухание ферритового вентиля, лежащие
ф в
пределах
(0,5…0,8)дБ=1,12…1,2;
КПД
антеннофидерного тракта– 0,85…0,95; Г-коэффициент отражения
нагрузки- 0,1…0,4. По величине  вых и f выбирается тип
электронного прибора ГСВЧ (магнетрон, клистрон, МКЛ
и т.д.), который также должен удовлетворять заданным  и
F.
По техническим данным типового режима или по рабочим
характеристикам выбранного электронного прибора определяются значения тока- I0 и напряжения- U0 в импульсе,
требуемые от импульсного модулятора. На основе этих
параметров определяются напряжения на аноде модуляторной
лампы во время паузы Eа=1,2U0 и ток через эту лампу во
время импульса Iа=1,1I0.
При выборе генератора СВЧ магнетронного типа величины I0 и U0 в импульсе могут быть определены на основе
различных методик.
Первая состоит в использовании рабочих характеристик
магнетрона (если они есть в справочных материалах). По
этим характеристикам подбирается оптимальный режим работы магнетрона с точки зрения достаточного КПД, и возможно меньших значений U0 и I0 при условии удовлетворения
необходимой мощности Pвых.
Вторая методика состоит в техническом расчете электронного режима магнетрона, исходя из требуемой мощности, параметров конструкции магнетрона. Это наиболее
полная методика, которая представлена в разделе 3.2.
И наконец, третий тип методики состоит в использовании
параметров типового режима магнетрона, если выбранный
магнетрон удовлетворит по типовому режиму требуемой
мощности Pвых. Конкретные методики проектирования схем и
расчетов электронных режимов генераторов СВЧ приводятся
в разделе 3.
Исходя из значений Еа и Ia производится выбор модуляторной лампы и вид схемы модулятора. При импульсных мощностях, не превышающих 200…250кВт, целесообразно модулятор
строить по схеме с частичным разрядом накопителя, при
больших мощностях- по схеме с полным разрядом. В первом
случае модуляторная лампа-электровакуумный прибор типа
ГМИ, во втором-газополная лампа-тиратрон. При выборе
лампы следует также учитывать требуемые величины  и F,
указываемые в технических данных ламп.
Для обеспечения работы модулятора обычно используется подмодулятор, обеспечивающий необходимую форму и
параметры запускающих импульсов. Подмодулятор может быть
реализован как достаточно мощный блокинг-генератор,
работающий в автоколебательном режиме (малая и средняя
мощность передатчика), либо в ждущем режиме (мощные
передатчики). В последнем случае запуск передатчика
осуществляется от синхронизатора станции.
Таким образом, структурная схема передатчика будет
иметь вид, рис. 2.1.
Рис 2.1
Резюме по схеме должно содержать перечень блоков с
указанием мощностей входных и выходных сигналов, токов,
напряжений в импульсе, временных параметров сигналов,
выбранной элементной базы и типа схем.
2.2. Структурная схема передатчика с когерентным
формированием радиоимпульсов.
Такая схема предусматривает процесс импульсной модуляции непрерывного, стабильного по частоте колебания,
вырабатываемого возбудителем передатчика, с последующим
усилением сформированных радиоимпульсов до необходимого
уровня по мощности импульсов. Общий вид структурной
схемы имеет вид (рис.2.2).
Рис.2.2
Из рис.2.2
видно, что радиосигнал формируется на
малых уровнях мощности и далее усиливается по мощности в
последовательности каскадов
до конечного усиления
мощности (УМ), имеющего форму генератора с внешним возбуждением (ГГВ). Модуляцию осуществляет импульсный модулятор (ИМОД), коммутирующий тракт усиления импульса-ми
необходимой длительности  и заданной частотой повторения
F. В УМ модулятором производится дополнительная
модуляция с целью подачи импульсных питающих напряжений
только на время прохождения радиоимпульса в УМ. Такая
модуляция может производиться и в промежуточных каскадах
усиления.
Процедура расчетов структурной схемы подобна расчету
передатчика с АМ.
Исходные данные для расчетов:
Импульсная мощность в нагрузке – P1.
Несущая частота -fн.
Длительность радиоимпульса-  .
Частота повторения импульсов- F .
Сначала определяют выходную мощность ГВВ
Pвых 
К пз  2  Р1

ф  1  Г 2

По полученному значению выходной мощности выбирают тип
электронного прибора СВЧ: металлокерамическую лампу,
пролетный клистрон,платинотрон, полупроводниковые тран-
зисторы. Эти все приборы должны удовлетворять требованиям по  и F. На основе справочных данных по выбранному
типу прибора определяют требуемые значения тока I0 и U0
питания прибора, удовлетворяющие величине  вых в импульсе. На основе типовых значений коэффициента усиления
выбранного прибора определяют необходимое значение мощности возбуждения  вых :
 вых=
P
 
где  -КПД цепей согласования ГВВ с предыдущим каскадом
усиления (ή=0,8………0,9). Количество промежуточных каскадов усиления мощности можно определить по соотношению:
n
log( Pвх / Рв )
,
log K ро
где Pв- выходная мощность возбуждения и Kро- коэффицент
усиления мощности одного каскада усиления. На этом этапе
определяют тип электронных приборов в промежуточных
каскадах. Далее по справочным данным этих приборов устанавливают требования к амплитудам импульсных токов и
напряжений, требуемых от модулятора:
E0  1,2   0 , J 0  1,1  I 0 - для выходного каскада, аналогично и
для промежуточных, которые модулируются. Далее разрабатывают структуру модулятора, которая в общем виде может
быть такой.
М1
ИЗГ
М2
МN
Рис.2.3
В схеме импульсный задающий генератор с внешней
синхронизацией (или без нее) производит запуск импульсных модуляторов, которые формируют импульсы необходимой
длительности, тока Joi и напряжения EOi для модуляции
необходимых каскадов тракта усиления передатчика. По
этим токам, напряжениям, 
и f производится выбор схемы
модуляторов, активных элементов схем [6,7].
2.3 Структурные схемы передатчиков с формированием
сложных сигналов
Особенностью структурных схем передатчиков с формированием сложных сигналов является то, что сам сигнал
формируется обычно на малых уровнях мощности с дальнейшим преобразованием его по частоте и усилением в оконечных ГВВ до уровня необходимой выходной мощности. Рассмотрим сначала случай с формированием радиосигнала с
линейно-частотной внутриимульсной модуляцией.
На рис. 2.4 приведена схема передающего устройства, в
котором ЛЧМ – сигнал формируется в маломощном задающем
генераторе. В качестве такого генератора может использоваться любой автоинтегратор с электрическим управлением
частотой: лампа обратной волны, отражательный клистрон,
транзисторный автогенератор с варикапом и т.д. Тип задающего генератора выбирается в зависимости от требований к стабильности частоты. В частности, стабильность
частоты можно обеспечить путем кварцевой стабилизации
задающего автогенератора,а частотную модуляцию получить
путем косвенной ЧМ.
В последующих каскадах передатчика осуществляется
умножение частоты (или преобразование частоты и усиление
мощности).Первые каскады возбудителя, маломощные,ставят
в непрерывный режим работы и выполняют на транзисторах
или микросхемах, а последующие, мощные
каскады – в
импульсный режим модуляции с использованием транзисторов, генераторно–усилительных ламп, ЛБВ и амплитронов.
Импульсная модуляция, как правило, осуществляется в
предоконечных и оконечных каскадах передатчика,где
из
непрерывного колебания выделяются интервалы сигнала с
ЛЧМ.
Рис 2.4
В схеме 2.4: ТПУ- каскады тракта преобразования
частоты от f зг к f н -несущей, ЧМОД-частотный модулятор,
ИМ-импульсный модулятор, ПрОК и ОК- предоконечный и
оконечный усилители мощности.
Другим видом схемы такого передатчика является схема
с пассивным способом формирования ЛЧМ-сигнала. ЛЧМсигнал здесь формируется путем «растягивания» короткого
ВЧ-импульса в пассивном фильтре, время задержки в котором зависит от частоты сигнала: высокие частоты спектра
входного сигнала задерживаются на большее время, чем
более низкие. В результате на выходе растягивающего
фильтра синтезируется импульс, растянутый во времени и
промодулированный внутри по частоте. На вход фильтра при
этом должен быть подан короткий высокочастотный импульс,
ширина спектра которого должна соответствовать частотной
девиации растянутого. В дальнейшем спектр частот сформированного ЛЧМ-сигнала путем преобразования по частоте
переносят в диапазон несущей частоты передатчика. При
этом должна быть обеспечена высокая стабильность частот
гетеродинов, преобразователей частоты.
Способ пассивного формирования ЛЧМ-сигналов применяют
при жестких требованиях к стабильности несущей частоты
передатчика и к закону ЛЧМ.
Структурная схема такого передатчика представлена на
рис 2.5. В схеме: РФ – растягивающий фильтр
Рис 2.5
ИГВЧ – генератор коротких ВЧ-импульсов, СГ- синхронизатор системы; ИМ- импульсные модуляторы, ТПЧ- тракт преобразования частоты от f г к f н .
В последнее время функции формирования ЛЧМ-сигнала
выполняют цифровые схемы формирования, работающие на
основе программных средств управления процессом формирования. При этом преимущественной схемой выступает схема
с пассивным способом формирования.
Рассмотрим теперь структурную схему передатчика с
формированием сложных сигналов с фазово-кодовой манипуляцией радиочастотных колебаний внутри импульса (рис.
2.6).
Рис 2.6
Задающий генератор ЗГ создает ВЧ-колебания высокой
стабильности. После предварительного усиления колебаний
ЗГ они подаются на усилители 1 и 2, которые коммутируются через схему управления УУ кодом перемены фазы сигнала
от кодирующего устройства КодУ. Усилители 1 и 2 имеют на
своих выходах сигналы с фазами 0 и 180, которые объединяются в сумматоре. Сигнал с выхода сумматора подвергается преобразованию на частоте и усилению в тракте ТПУ.
Синхронизатор системы СГ управляет работой импульсных
модуляторов, отпирающих тракты на время формирования
сложного ФМН-сигнала.
Следует заметить, что при умножении частоты в ТПУ,
кратность умножения частоты должна быть нечетной, т.к. в
противном случае фазовый сдвиг сводится к нулю.
Процедура расчетов мощностных параметров каскадов
тракта передатчика, выбор элементной базы производится
по обычной методике, изложенной в 2.1 и 2.2.
3.Проектирование и расчет схем генераторов СВЧ
3.1 Методика расчета ГВВ и ГСВЧ на металлокерамической лампе
Металлокерамические лампы используются в схемах Генераторов с внешним возбуждением, в передатчиках с непрерывным излучением и в схемах автогенераторов СВЧ передатчиков с импульсным излучением. Диапазонность таких
ламп рассмотрена в 1.3. Приводимая здесь методика расчета применима и для расчета схем ГВВ с лампами общего
применения типа ГУ.
Исходными данными для проектирования и расчета схем
ГВВ на лампах являются:
выбранный тип лампы (из расчетов структурной схемы),
выходная мощность P1 , рабочая частота f, справочные
данные лампы.
Первым этапом проектирования является выбор схемы
генератора. Сначала будем ориентироваться на схему ГВВ
и расчет его электронного режима и элементов.
Обычными схемами ГВВ являются схемы с общим катодом
и общей сеткой, которая чаще применяется в СВЧ диапазоне. Схемы таких ГВВ приведены на рис. 3.1.
На рисунках приведены схемы с автоматическим смещением
на резисторах R1, с параллельным типом питания анодных
цепей. На индуктивностях L1 выделяется входное высокочастотное напряжение возбуждения. Конденсатор С1 (б)
заземляет сетку на корпус по ВЧ.
Сначала производится расчет электронного режима работы ГВВ.
Задается угол отсечки тока лампы Θ, оптимальным
значением, которого является Θ Θ 70…120. Для выбраного угла Θ
1 и 0. Выбирается величина Ea источника питания, близкая к типовому значению.
Рассчитывается величина граничного коэффициента использования анодного напряжения (для схемы с ОК)
ок  0.5  0.5 1 
8  P1
Sг р   1  Ea2
Для схемы с общей сеткой (ОС) расчет производится по
формуле:
1 D
(1  D)2 2 P1 (1  D)
2 Р1
ос 



2
2
4
Sг р  1  Еа S (1  cos)
В этих формулах: D-проницаемость лампы, S-крутизна
входных характеристик лампы, Sгр - крутизна граничного
режима.
Определяется амплитуда Ua1 - первой гармоники напряжения
на лампе
U a1    E a
Амплитуда тока первой гармоники на лампе
2 P1
U a1
Постоянная составляющая тока лампы
I a1 
I a 0  I a1 
0
I
1 адоп
Энергетические параметры:
Р0  Е а  I a 0 -потребляемая от источника питания мощность,
Ра  Р0  Р1 -мощность рассеяния на лампе, Ра  Радоп ,
Р

  1 -электронный КПД, также   0,5 1 .
Р0
0
Эквивалентное выходное сопротивление ГВВ
U
Rос  a1
I a1
Требуемое напряжение возбуждения на сетке
I
U вх  a1
S  1
Напряжение смещения на сетке
Eсм  (U вх  DU a1 ) cos   Eс ' ,
где Еc ' - напряжение приведения, равное примерно напряжению запирания лампы.
Расчет параметров сеточной цепи:
Угол отсечки тока сетки
E  Е'
Cos c  см
U вх
Ток первой гармоники цепи сетки и ток постоянной составляющей
I c1  S c1  U вх  1 ( c ) , I c 0  S c1  U вх   0 ( с ) ,
S с1
где
- крутизна сеточной характеристики, при
отсутствии справочного параметра, ориентировочно можно
положить S c1  0,1S .
Мощность возбуждения и постоянной составляющей
Рс1  0,5  U вх  I c1 , Рс 0  Е см  I c 0
Мощность, рассеиваемая на сетке Рс  Рс1  Рс 0 .
U
Входное сопротивление цепи сетки Rc  вх .
I c1
Р
Коэффициент усиления ГВВ по мощности К р  1 .
Рс1
Коэффициент обратной связи, необходимый для обеспечения
электронного режима в случае работы каскада как
автогенератора СВЧ:
U вх
U а1
Расчет элементов схемы (рис.3.1 а))
20 Roc
R
E
20
L2 
, L1  20 c , С 3 
, R1  см ,
 min
 min
I co
 min Roc
20
1
C 4  (15...20)C аk , L3  2 , С 2 
.
 min Rп
 C4
В этих формулах:  min - минимальное значение рабочей
частоты передатчика,  - рабочая частота ГВВ, Сак - емкость анод-катод лампы.
Для ГВВ по схеме с общей сеткой следует пользоваться
следующей модификацией формул:
U ( I  I c1 )
U вх
U  U вх
Pa  P0  ( P1  Pc1 ) , Roе  a1
Rc 
, Pc1  вх a1
.
I а1  I с1
2
I a1
Для
схемы
рис.3.1
б)
расчет
элементов
схемы
дополнительно имеет вид:
20
, С 4  (10...20)С ас
С1 
 min Rc
Расчет автогенераторов на металлокерамических лампах
производится по приведенным выше формулам. Особенностью
проектирования таких генераторов является построение
схемы генератора, обеспечение в схеме расчитанного выше
К ос ,
коэффициента обратной связи
что достигается
расчетом
колебательных
элементов
(коаксиальных
резонаторов) схемы с учетом межэлектродных емкостей.
Такие расчеты
приведены, например, в [1.7], ниже, на
рис.3.2 изображена схема автогенератора СВЧ на МКЛ,
строящаяся, как правило, по схеме с общей сеткой.
К ос 
В этой схеме: К1 и К2 – анодно-сеточная и катодносеточная
коаксиальные
линии
(резонаторы),
L1-
блокировочная индуктивность при питании анода параллельным способом, С2-разделительная емкость при этом же
типе питания, R1-сопротивление автоматического смещения
рабочей точки лампы, С1-блокировочная емкость цепи смещения, помещаемая обычно в коротко замыкающий поршень
резонатора К2, X1-выходной (здесь коаксиальный) разъем,
П-петля индуктивной связи с резонатором К1. В этой схеме через R1 протекает как сеточный Ic0, так и анодный
Ia0 токи постоянной составляющей. Поэтому напряжение
смещения на R1 определяется как
Есм  R1  ( I c 0  I a 0 )
Расчет размеров коаксиальных резонаторов можно найти
как в пособии [7], так и в [1].
3.2 Методика расчета магнетронного генератора
Подход к расчету магнетронного автогенератора может
быть осуществлен разными путями. Первый, самый простой,
заключается в применении типового режима магнетрона на
основе справочных параметров, включающих номинальную
мощность, соответствующее напряжение анода, ток анода и
магнитную индукцию. Этот подход удобно реализовывать в
случае соответствия требуемой выходной мощности номинальной мощности типового режима магнетрона.
Второй путь связан с использованием рабочих и нагрузочных характеристик выбранного типа магнетрона. В
этом случае имеется возможность подбора оптимального
режима работы магнетрона с точки зрения КПД, величин
тока и напряжения анода. К сожалению не всегда справочные материалы располагают этими характеристиками.
Третий путь – это непосредственный расчет параметров электронного режима, исходя из заданной мощности,
параметров типового режима и размеров пролетного пространства в магнетроне выбранного типа.
Исходными данными для такого расчета служат:
рабочая длина волны – λ, см , число резонаторов в магнетроне – N, радиусы катода – rk, см и анода – ra, см,
высота блока резонаторов – h, см, магнитная индукция –
Вб
B
, ток I0, А типового режима, напряжение U0, В типом2
вого режима, импульсная мощность Ри, кВт и η – КПД типового режима.
Далее следует порядок расчетов.
Угловая ширина щели резонаторной системы
  arcsin  2 N , рад.
Коэффициент S   sin(
N
)/
N
2
2
Ненагруженная добротность при заданной собственной
добротности Q0 резонаторной системы (900...1000).
0,417 f
Q Q
- внешняя добротность на чаQн  0 вн ,где Qвн 
Q0  Qвн
150
стоте f 
c


3  1010

Гц.
Эквивалентная индуктивность резонансной системы
Lэ  0,42  U 02  N / PQн Гн
Характеристическое сопротивление системы
60  Lэ [нГ ]
[Ом]

[см]  N
Проводимость резонансной системы
1
Gн 
  Qн
Пороговое напряжение возбуждения магнетрона
U п  rk (ra  rk )  2B / N
Синхронное значение анодного напряжения
B
r
U oc 
(ra  rk )2  ln a
2N
rk
Радиус втулки пространственного заряда
2m
m
1,5
,
-отношение массы и заряда
r1  rk (1 
) , где  
1/   1
e
eNB
электрона.
Далее необходимо определить ряд коэффициентов.
ra  4rk
ra
S aq  S a q
N
S

,
где
,
,
.
S

ФГ  q
q

2
a
5rk
rk
2
S 2  S 2q
(r  r )
(0,83  x)
ФN  0,119  0,000675 N , ФК  0,215
, где х  1 k
( ra  r1 )
x  0,15
(0,636  х)
Если х  0,2 , то ФК  0,941
.
(0,21  х)
Ф1  ФГ  ФN  ФK  (ra  rk ) 2
Находим коэффициент КU:
Ф1  В
,где  0  8,85 10 12 Ф/м
Ku 
2 N  S   S   0  
Величина S  выбирается из условия 1  S   0,638 .
Амплитуда
высокочастотного
напряжения
на
резонансной системы
щелях
U
B(ra2  rk2 ) I 0
N  Gн
Коэффициент C 
(1  1 / S a )

Углы рассогласования:
U  Uп
Ku  Gн  N
   ос

C U
CB(ra2  rk2 )
0,8S   U  N  cos
   arctg
B(ra2  r12 )
Суммарный угол рассогласования      
Крутизна фазовой характеристики
U Uп
рад
S  ос
[
]
2C  I 0  U
А
Суммарная крутизна фазовой характеристики при основном
токе I0:
рад
0,5
]
S  S 
sin[ 2  (0,5  I 0  S  tg )] [
I0
А
Коэффициент электронного смещения частоты
МГц
f S

[
]
А
2Qн cos2 
Проверка значения основного напряжения и выходной
мощности:
К I
U0  Uп  и 0
U  cos
  f  B(ra2  r12 )  I 0
Pвых 
  , где КПД   0,7...0,9 , для магнетроN
нов малой мощности   0,5...0,8 .
Динамические и статические сопротивления при анодном токе I0:
Ки
U
Rд 
(0,5  S  I 0  tg ) , R0  0 .
U cos 
I0
Оценим параметры нестабильности частоты.
Кратковременная нестабильность частоты за период следования импульсов
K0
f T 
, К 0 обычно лежит в пределах:  20...  30 дБ.
2   u
Нестабильность частоты за время импульса
и :
fT 
1
  u
Изменение частоты от импульса к импульсу вызывается
дополнительно
из-за
непостоянства
напряжения
сети
питания
U c ( Rд  Rм )  fT ( Rд  Rм )  fТ


,
Uc
4  (U 0  ek )
4  Еа
где ek - минимальное напряжение модуляторной лампы в
критическом режиме(ориентировочно ek  (0,05...0,1)U 0 ), R м e
сопротивление этой лампы в критическом режиме Rм  к .
I0
Принимая величину коэффициента стабилизации источника
питания К ст  10...15 , находим нестабильность частоты
f (U c ) 
4  Ea  U c
( Rд  Rм ) Kст  U с
Проверим выполнение неравенства f (U c ) 
f T
.
4
Общее электронное смещение частоты
1
f э  fT  f (U c ) .
4
Изменение частоты, обусловленное изменением параметров
нагрузки при включенном циркуляторе с общим затуханием
α
f  Гн
, Г н  0,2...0,4 .
Qн   2 cos 
fT
Если f н 
, то следует
4
f н 
включать
дополнительный
ферритовый вентиль с затуханием  1 , и тогда
f  Гн
Qн    12  cos
Суммарная нестабильность частоты
f н 
2
f   f э2  f н2
Проверяем: f   0,85f T
Допустимый спад напряжения в импульсе модулятора
U 
f ( Rд  Rм )
4
Величина емкости накопителя в модуляторе с частичным
разрядом
Сн 
I0  u
U
Полученные результаты являются исходными для проектирования импульсного модулятора и источников питания. Схема включения магнетронного генератора достаточно проста, рис.1.7.
3.3 Методика расчета ГВВ на пролетном клистроне
Как и в случае магнетронного генератора, процедура
расчета генератора СВЧ на пролетном клистроне может
ориентироваться на использование типового режима или
его уточнение путем последовательного расчета. Главное,
чтобы требуемый режим был не менее номинального. Ниже
приведена последовательность расчетов клистронного генератора в режиме, близком к номинальному.
Исходными данными являются:
выходная колебательная мощность Р1, Еаном, Iкном, паспортные данные клистрона.
Находятся параметры электронного потока и выходной цепи
(улавливателя).
I
Параметр А (первеанс) А  кном
3
2
Е аном
Сопротивление луча постоянному току R0 
E аном
,
I аном
1
.
R0
По паспорту прибора отклонение АЧХ в итоге составляет
К дБ (0,5...1,5, обычно). Примем для выходной цепи
Кв=0,5К. Такому значению Кв соответствует параметр
h=0,115. Полное затухание выходного резонатора на рабо-
Соответственно, проводимость G0 
чей частоте f р ГСВЧ  н 
f
, где f -требуемая полоса
f р hN
усиливаемого ВЧ-сигнала (импульса).
Zр
 eN  0,15 
Затухание
.
Примем
характеристическое
R0
сопротивление резонатора порядка 120...200 Ом, и
 eN . Добротность QЭN  1  eN
расчитаем затухание
и
эквивалентное сопротивление нагрузки
R
RЭН  Z p  QЭN
RЭN '  ЭN .
R0
Параметры электронного режима (в импульсе).
Амплитуда напряжения ВЧ на зазоре выходного резонатора
U N  2P1  RЭN
Амплитуда
первой
гармоники
наведенного
тока
I1 H 
2 P1
.
UN
Находятся константы  N и   при  N  0,9 , нормированном
токе I IN  0,15 и проводимости GeN ' 0,15 . В этих условиях
N 
 N  I IN  RЭN 'GeN '
1  RЭN 'GЭN '
,  
А
Конвекционный ток:
1
1
I1N (1  RЭN
 GeN
)
I KN 
 N [1  0,06( N2    )]
Ток катода I k 
1,05 I kN
, сравнить с паспортным током I кном .
I IN
42[lg( I / A )] / 3
k

Ускоряющее напряжение: Еа  10
Подводимая мощность P0  Ea  I k .
P
КПД усилителя ном  1 .
P0
Рассчитанные параметры используются для расчетов импульсного модулятора как источника питания ГСВЧ.
От источников питания требуется высокая стабильность
параметров.
Принципиальная схема ГСВЧ и схема питания клистрона
изображены на Рис.3.3 а) и б).
а)
б)
3.4. Схемы генераторов СВЧ на твердотельных
электронных приборах
Проектирование схем генераторов на транзисторах,
методика расчета схем приведена в ранее изданном пособии [7]. Поэтому здесь рассматриваются вопросы проектирования и расчета схем генераторов СВЧ, предназначенных
для построения, в основном, автогенераторов СВЧ: туннельных диодов, лавинно-пролетных диодов и диодов
ГАННА.
3.4.1. Автогенераторы на туннельных диодах
Туннельный диод – это маломощный генераторный диод
с узким p-n-переходом, активные свойства которого проявляются в широком диапазоне частот от постоянного тока
до СВЧ. Это позволяет строить туннельные автогенераторы
на самых различных частотах.
Выходная мощность таких генераторов составляет
обычно сотни микроватт.
Принципиальная схема автогенератора на ТД имеет вид
рис.3.4.
На рисунке: R1,R2-делитель цепи питания, задающий рабочую точку диода, C1, L1-элементы блокировки источника
питания по ВЧ, C2, C3, L2-элементы избирательной системы, задающей рабочую частоту автогенератора.
Этапами расчета схемы обычно являются: выбор диода,
расчет режима диода, расчет резонатора и цепи питания.
Исходными данными являются колебательная мощность
диода Р1 и рабочая частота.
Максимальная колебательная мощность диода:
P1 max  0,2i  u , где i  iпик  iвп , u  u пик  uвп , u пик и i пик пиковые значения напряжения и тока в горбе вольтампер-
ной характеристики ТД (рис.3.5), u в п ,
ток в минимуме (провале).
iв п -напряжение и
Так как обычно ток в
провале
очень
мал,
то
i  iпик , а u  0,4В . Тогда
соотношение между Р1 max и
iпик
равно:
P1 max  0,08  iпик
и по этому
производится
соотношению
выбор типа
диода, i пик - в миллиамперах, Р 1 - в
милливаттах.
Оптимальным режимом
U 0  0,3...0,37
В,
проводимость
G1
i пик
 1,2
диода
работы
В-1,
по
ТД
где
первой
оказывается режим при
I
G1  д1
-эквивалентная
U д1
гармонике
тока
I д1
и
напряжения U д1 , U 0 -напряжение на диоде в рабочей точке.
Расчет источника питания производится следующим образом.
Сначала
определяется
эквивалентное
сопротивление источника питания
Rист 
(U 0  uпик )
,
(iпик  I 0 )
I 0 -ток в рабочей точке.
0,4 В
.
iпик
Теперь можно определить Еn ' ,R1 и R2:
В оптимальном режиме Rист 
En '  U 0  I 0 Rист , R1  Rист
Еп
Еп
.
1 , R 2  Rист
Еп
( Еп  Еп1 )
Колебательная система рассчитывается обычным образом, как и в транзисторных автогенераторах [1,7].
3.4.2. Автогенератор на диоде Ганна
Диод Ганна - это генераторный диод СВЧ, работающий
в диапазоне частот от единиц до сотен ГГц, изготовленный, как правило, из арсенида галлия. Выходная мощность
диода - от десятков милливатт до долей Ватта в непрерывном режиме. В импульсном режиме диоды Ганна могут
отдавать мощности до нескольких Ватт для импульсов не
более 1 мкс. Схема автогенератора подобна схеме на ТД,
однако, в диапазоне СВЧ элементы схемы имеют выполнение
на полосковых линиях. Топология схемы генератора на диоде Ганна имеет, например, вид, рис.3.6.
Диод Ганна 1 установлен в конце микрополосковой линии 2. Резонатор образован отрезком линии 2 от диода до
емкостной неоднородности 3, изменение положения которой
меняет частоту генерации. Меняя размеры и положение неоднородности 4, можно настраивать генератор на максимум
мощности. Конденсатор 5 служит для разделения цепей постоянного и переменного токов. Цепь питания состоит из
источника напряжения, задающего рабочую точку U 0 , блокировочного конденсатора С1 и заградительного фильтра,
собранного на четвертьволновых отрезках линий, препятствующего попаданию ВЧ колебаний в источник питания.
По критерию максимума КПД напряжение источника питания составляет величину
U 0  (2,5...3)U пор ,
где
пиковое
значение
вольтамперной
U пор -это
характеристики диода,
рис.3.4, при этом
аналогичное
I 0  (0,8...0,95)iпер .
по
смыслу
U пик
на
Максимум выходной мощности (или КПД) генератора на
заданной частоте  р
реализуется в том случае, когда
диод нагружен на оптимальную проводимость Yн , которая
должна иметь реактивную составляющего индуктивного
характера  н  
1
, где
 р Lp
L p -эквивалентная индуктивность
избирательной системы генератора. Резонансная частота в
схеме определяется как:
р 
1
,
L p  Cдин
где С дин - динамическая емкость диодаСдин  (3...5)С0 ,
а С0 
 S
l
- “холодная” емкость диода,
   '  0 ,  '  12,5 для арсенида галлия,  0  8,85  10 14 Ф/см,
S-площадь сечения диода и l-длина активного слоя диода.
Максимум КПД генератора имеет место, когда сопротивление нагрузки на выходах диода на частоте генерации
удовлетворяет соотношению
U пор
Rн  (20...30) R0 , R0 
.
i пор
Тип диода обычно выбирают по частоте генерации и
выходной мощности [4].
3.4.3. Автогенератор на лавинно-пролетном диоде (ЛПД)
Лавинно-пролетный диод-это генераторный диод СВЧ с
резким p-n-переходом, изготавливается из кремния или
арсенида галлия.
Применяется ЛПД на частотах от 1 до 150 ГГц. Выходные мощности генераторов на ЛПД - сотни милливатт в
миллиметровом диапазоне и единицы Ватт - в сантиметровом, КПД - от единиц до десятков процентов.
Принципиальная схема генератора на ЛПД аналогична
схеме рис.3.4.
Величина напряжения источника питания должна быть
больше уровня напряжения лавинного пробоя (обратное
включение диода) U кр
U 0  U кр ,
т.е. на грани пробоя.
Автогенераторы на ЛПД обычно проектируют так, чтобы
получить максимальную мощность в нагрузке. При этом оптимальное сопротивление нагрузки
Rн 
I0
 rs ,
2
2
 кр
 Cпр
U г р ' '
где I 0 - ток постоянной составляющей в режиме генера-
ции,  кр -резонансная частота пролетной области диода, C пр -емкость пролетной области и U г р ' ' -граничное напряжение в области больших амплитуд
сопротивление потерь в диоде.
При работе в режиме малых амплитуд
Rн  rs
колебаний,
rs -
Величина Rн определяет параметры избирательной системы
автогенератора на частоте резонанса
Lл
Rн 
,
С пр  Rпот
где L л - эквивалентная индуктивность избирательной системы, С пр -емкость диода в пролетной области и rпот сопротивление потерь в избирательной системе.
Для точного расчета генератора на ЛПД необходимо
иметь его колебательную характеристику для определения
граничных значений напряжений U гр ' и U гр ' ' . Упрощенный
расчет может быть произведен на основе известных частотных и мощностных данных выбранного типа диода. Сначала проектируется схема генератора, определяются параметры ее элементов для заданной частоты генерации и
определяется Rн избирательной системы.
Далее определяется ток первой гармоники, исходя из требуемой колебательной мощности и Rн:
2 Р1
I 1н 
Rн
I 1н  I 0 , определяют параметры рабочей
точки диода в режиме лавинного пробоя - U 0 .
Отсюда мощность, потребляемая от источника питания,
оказывается равной
P
Р0  I 0  U 0 ,а КПД   1 .
P0
Топология схемы генератора на ЛПД изображена на рис.3.7
Полагая, что
На рисунке: 1-диод ЛПД; 2-резонатор, настройка которого
достигается изменением расстояния от диода до неоднородности; 3, 4-фильтр питания.
3.5. Системы сложения мощностей
Требуемая на выходе передатчиков мощность Рвых может
превышать мощность Р1, развиваемую ГВВ на одном каскаде
усиления. В этом случае встает задача суммирования мощностей отдельных генераторов. Такая задача встречается
чаще всего в транзисторных выходных каскадах передатчиков. Решение задачи находит свое воплощение в модульном
принципе построения выходных (и, в частности, предвыходных)каскадов передатчиков. Модульный принцип построения в последние годы все чаще применяется и в передатчиках СВЧ радиолокаторов, что объясняется разработкой транзисторов, эффективно работающих в диапазоне
дециметровых волн.
Модуль - стандартный блок, узел, имеющий унифицированные характеристики и законченное конструктивное выполнение. В виде модулей выполняются как активные блоки
(усилители),так и пассивные узлы:суммирование мощностей, деление мощностей, согласующие фильтры и т.д.
Усилительные модули могут иметь как общее питание,
так и встроенный в модуль источник питания (выпрямитель).Недостатком модульного принципа является необходимость значительного числа межмодульных соединений,
разъемов, цепей согласования и т.п.
Мощности отдельных модулей чаще всего суммируются в
специальных мостовых схемах, обеспечивающих независимую
работу модулей и повышающих надежность всего устройст-
ва. Подобные мостовые схемы устанавливают и на входе
модулей для распределения (деления) мощности на входы
отдельных модулей от предыдущих усилителей.
Модульный принцип позволяет строить передатчики на
мощности до 50...100 кВт и даже выше. Ограничения здесь
могут диктоваться экономическими соображениями: дешевле
мощный выходной каскад передатчика построить на лампе,
но соображения надежности, в свою очередь, могут диктовать модульное построение, т.к. выход из строя одного
модуля не выводит из строя весь передатчик.
Рассмотрим построение модульного передатчика в различных диапазонах частот. На частотах до 30...100 МГц
генераторы строят по двухтактным схемам на широкодиапазонных трансформаторах типа ТДЛ. Модуль представляет
собой от одного до четырех двухтактных генераторов,
рис.3.8.
На рисунке изображены две двухтактные схемы, включенные по мостовой схеме сложения мощностей последовательно. В двухтактной схеме Rэкв каждого плеча складываются в нагрузке также последовательно. Поэтому эквивалентное сопротивление каждой двухтактной схемы Rэд=2Rэкв.
Сопротивление нагрузки Rн в схеме должно быть равно
2Rэд=4Rэкв.В схеме Rн=50 Ом, значит Rэкв=12,5 Ом. Величина
балансных сопротивлений Rб=Rэкв, т.к. баланс реализуется
между одноименными плечами двухтактных генераторов.
Модуль типа рис.3.8 далее может объединяться в более крупные блоки сложения мощностей модулей. На указанных частотах применяются синфазные мостовые схемы
сложения мощностей (и деление мощностей) большого числа
генераторов до 8...12 одновременно. Благодаря дискретным коэффициентам трансформации сопротивлений в согласующих широкополосных трансформаторах и непосредственно
в самих двухтактных генераторах, а также в мостовых
схемах, просто производится согласование входных, выходных сопротивлений ГВВ со стандартными сопротивлениями нагрузки (фидеров). Принцип построения структуры передатчика иллюстрируется структурной схемой рис.3.9.
На рисунке Y1 и Y2-предварительные усилители, СМ1, СМ2синфазные мосты распределения (деления) мощностей и
сложение мощностей (подобно Т1 и Т2 на рис.3.8), Ммодули, N-число модулей. Схема может быть и далее продолжена (расширена) до сложения мощностей других подобных схем (блоков).
На частотах выше 100 МГц (УКВ, СВЧ) мощные генераторы выполняют главным образом по квадратурным схемам
сложения и деления мощностей на транзисторных генераторах однотактных или двухтактных. Под модулями здесь понимают либо отдельные генераторы, либо несколько (от
двух до четырех) вместе с мостами деления и сложения. В
диапазонах СВЧ обычно коэффициент перекрытия по частоте
K f  f max f min не превышает 1,5 и конструирование квадратурных мостов не вызывает серьезных трудностей. Чаще
всего в диапазоне СВЧ применяют бинарное суммирование и
деление мощностей, пример построения структурной схемы
передатчика в этом случае имеет вид, рис.3.10.
Предоконечные каскады (Y2, например) также могут
быть построены по модульному принципу, что в целом ведет к снижению числа мостов сложения и деления в оконечном мощном каскаде и повышает его КПД. КПД многоступенчатого передатчика с числом ступеней m выражается
соотношением
 м  10 0,1mР1 ,
где Р1 - потери мощности в одной из ступеней сложения
или деления в децибелах.
В качестве резонансных синфазных мостовых схем в
диапазоне СВЧ часто применяют схемы вида рис.3.11.
Такого рода мосты строятся либо на сосредоточенных
элементах, либо на полосковых линиях (в верхней части
дециметрового диапазона).
Расчет схем сводится к определению величины реактивных сопротивлений LC-элементов или волновых сопротивлений линий. Затем находят значение L и C элементов
или геометрические размеры основных и подводящих полосковых линий. В табл. 3.1 приведены значения сопротивлений реактивных элементов и сопротивление Rб для трех
отношений Rвх/Rн.
Таблица 3.1
Rвх/Rн
0,5
X L  X C1
Rн
X C2
0,5Rн
Rб
Rн
1
2 Rн
Rн / 2
2Rн
2
2Rн
Rн
4Rн
Вопросы расчета полосковых элементов схем можно
найти в [1,стр.271...283].
Схема деления (бинарная) мощностей выглядит обратной рис.3.11. При расчете ее смысл Rн и Rвх только меняется местами.
4. Магнитный импульсный модулятор и его расчет
4.1 Основные сведения о МИМ
В магнитных импульсных модуляторах в качестве коммутирующего прибора используется нелинейная индуктивность.
По сравнению с другими коммутирующими устройствами магнитные коммутаторы обладают рядом достоинств, таких как:
-высокая эксплуатационная надежность;
-постоянная готовность к работе, т.к. не требует предварительного разогрева;
-отсутствие предельных токов в схеме;
-при рациональном конструировании габариты модулятора
могут быть меньше лампового;
-высокая механическая прочность и т.д.
МИМ может генерировать импульсы длительностью до
десятых долей микросекунды. Мощность МИМ может быть
реализована на уровне мегаваттов. По типу источников
питания МИМ подразделяются на модуляторы с питанием от
источника переменного или постоянного тока. В первом
типе частота повторения импульсов равна частоте переменного тока, во втором - частоте внешнего синхросигнала. В
схемах с питанием переменным током могут полностью отсутствовать электровакуумные приборы или иные немагнитные элементы.
4.2. Принцип работы МИМ
Магнитный импульсный модулятор строится по схеме
импульсного модулятора с полным разрядом накопителя, в
которой коммутирующим прибором является нелинейная индуктивность. Нелинейная индуктивность –это катушка с
сердечником из специального ферромагнитного материала,
обладающего
очень
узкой
петлей
гистерезиса,
т.е.зависимости магнитной индукции В от напряженности
магнитного поля Н, (рис. 4.1). Участки петли пологой
частью(отрицательной и положительной)соответствуют состоянию магнитного насыщения, участок с большой крутизной - ненасыщенному состоянию. Поскольку магнитная проницаемость

d
dH
,
то
при
насыщении
μH<<μHH
-
в
ненасыщенном
участке петли гистерезиса.
Рис.4.1
Индуктивность катушки с сердечником
L
AN 2
  [Гн],
l
где N-количество витков катушки,A-площадь поперечного
сечения сердечника и l-длина средней (в сердечнике)
магнитной линии. Так как μH<<μHH, то индуктивность катушки в режиме насыщения LH<<LHH катушки в ненасыщенном
режиме. Это обстоятельство и позволяет использовать не-
линейную
индуктивность
в
качестве
коммутирующего
устройства в модуляторах. Простейшая схема МИМ показана
на рис. 4.2, где C1-накопительный элемент (линия с полным
разрядом),L3-зарядная
индуктивность,L1коммутирующий дроссель (нелинейная индуктивность),Lпобмотка подмагничивания сердечника коммутатора, Tримпульсный трансформатор связи модулятора с генератором
СВЧ. Схема представлена для случая питания от источника
переменного тока e.
Рис.4.2
Собственную частоту цепи заряда F3  1
2  L3 C1
будем счи-
тать равной частоте источника питания. Будем считать,
что кривая намагничивания весьма узка и имеет вид
рис.4.3.
Рис. 4.3
За начальное положение рабочей точки на кривой положим то состояние, когда накопитель C1 полностью разряжен, т.е. Uc=0. Тогда рабочая точка определяется точкой подмагничивания Iп и находится в положении 1.
В
интервале между импульсами разряда накопитель будет
находиться в состоянии резонансного заряда от источника
питания e=Emsinω3t. Сразу же после начала заряда рабочая точка начинает перемещаться по кривой намагничивания от точки 1 по
стрелке вверх, т.к. напряжение Uc
возрастает и подается через первичную обмотку Tp на
дроссель L1. Ход рабочей точки на рис.4.3 обозначен
кривой со стрелками. Поскольку напряжение на конденсаторе переменно, то и напряжение на L1-тоже переменно
(эти напряжения сдвинуты по фазе на ∆φ≈1800 при резонансном процессе).Поэтому рабочая точка, достигая точки
2,(не доходя до верхнего участка насыщения) возвращается обратно к точке 1 и заходит в нижнюю часть насыщения, в точку 3.Индуктивность дросселя резко падает и
накопительный элемент C1 быстро и полностью разряжается
через Tp на нагрузку (ГСВЧ). Форма импульса разряда
определяется разрядной цепью:C1,L1,Tp. Импульс разряда
близок к прямоугольному, если C1 построен в форме накопительной линии. Важным моментом работы схемы является
обеспечение условия Bmax<+BH. Это достигается достаточно
большим значением NA дросселя L1,т.е. большой величиной
индуктивности его. Это в свою очередь увеличивает время
разряда накопителя за счет заметной величины этого
дросселя в режиме насыщения, что ограничивает возможность получения коротких импульсов. Увеличив L, можно
уменьшить индуктивность до требуемой величины, но при
этом объем сердечника сильно возрастает. Преодоление
указанного противоречия достигается применением многозвенных МИМ, в которых длительность импульса разряда
уменьшается от одного звена к другому, схема такого МИМ
изображена на рис. 4.4.
Рис. 4.4
В этой схеме Uc1 разряда выступает в качестве зарядного источника для C2,Uc2-для C3.Разряд C3 через насыщенный дроссель L4 и нагрузку формирует импульс нужной
(малой)длительности. Выходной накопитель С3 обычно выполняется в форме накопительной линии. Подробнее теория
МИМ изложена в [8].Здесь мы будем рассматривать далее
процедуру расчета МИМ.
4.3 Методика расчетов схемы МИМ
Здесь приводится расчет однозвенного МИМ с питанием
от источника переменного тока. Схема такого модулятора,
рис. 4.2.
Исходными данными для расчета МИМ являются:
-Мощность на выходе модулятора (в импульсе)-Р0
-Длительность импульса τ
-Частота следования импульсов F
-Напряжение на нагрузке (в импульсе)-E0.
Очевидно, что ток нагрузки(в импульсе) будет равен
I0=P0/E0.Тогда сопротивление нагрузки (ГСВЧ) постоянному
току
Rг=E0/I0
(1)
Задаемся коэффициентом передачи выходного импульсного
трансформатора Тр: nтр=(1,2,3,………)
Пересчитанное сопротивление генератора СВЧ к первичной
обмотке Тр:
Rг1=Rг/n2тр
(2)
Пересчитанное к первичной
напряжения Е0 и тока I0:
обмотке
Tр
значение
I0=I0 nтр;
E0=E0/ nтр
(3)
Величина волнового сопротивления формирующей линии
(накопителя) должна быть равна величине Rг’=л.Тогда
суммарная емкость ячеек накопительной линии
Cл=  /2ρ (4)
Количество ячеек формирующей линии определяется по
соотношению
N=0,57  /tф
(5)
где tф=(0,1...0,2)  -длительности фронта импульса.
Тогда емкость ячеек формирующей линии,
C=Cл/N
(6)
Теперь следует выбрать С из ряда типовых номиналов
с наибольшим приближением, пусть это будет номинал
С=С’. Тогда новое значение Сл’=NС’. Для этого значения
следует уточнить новое значение:
Rг’=ρл’=  /2Cл’;
I 0'  I 0  N Тр' ;
nтр’=
RГ
RГ'
'
E0'  E0 / NТр
Находим индуктивность ячейки линии:
L  C '   л'
2
(7)
Положим, что КПД звеньев модулятора
напряжение на формирующей линии
л 
2 E0'
Н
ηн=0,85.
(8)
Напряжение (амплитуда) источника переменного тока;
Em=Uл/
где =1,75………1,85
Тогда
Далее следует определить параметры коммутирующего
дросселя L1 и зарядного дросселя. В таблице 4.1 приведены справочные данные материала сердечников. Параметры
имеют следующий смысл: δ-толщина листа, BH-индукция
насыщения, Bo-остаточная индукция,Hc-коэрцетивная сила,
р-удельное сопротивление.
Из приведенной таблицы видно, что лучшими параметрами обладает сплав 34НКМП и близок к нему сплав 50 НП.
Выбирается тип сплава и для него выписываются параметры: BH,ρ и Hc.
Объем сердечника коммутирующего дросселя определяется
по соотношению:
Qmin
2
 Н   12 К см
 P  

(В)2   4  2
(9)
где μH-заданная величина магнитной проницаемости в режиме насыщения(510-6 Гн/м), ∆B-величина рабочего перепада индукции ∆B<2Вн (процентов на 10…15), η-КПД порядка0,85…0,9, Kсп- скважность последовательности импульсов Kсп=1/  F,

1 

2 2n  a
,
a=1,2…1,6=L/LH и
3,4
 1,08

Далее
производится
расчет
размеров
дросселя
L1.Индуктивность насыщенного дросселя LH=L/a.Площадь
сечения сердечника ( считаем, что он круглый): A>Qmin/l,
величину l следует задать по приемлемым габаритным условиям. Если ширина ленты материала сердечника выбрана
равной ал, то толщина сердечника ас=А/ал. Диаметр средней линии сердечника dср=l/; диаметр внешний линии сердечника dmax=dср+ac, диаметр внутренний dmin=dср-аc.
Количество витков катушки дросселя:
N=
LH  l
H  A
Эффективное значение тока в катушке
I эф  I 0'    F
Диаметр провода намотки:
dпр=
4  I эф
j
где j-допустимая плотность тока в проводе:
2 А/мм2-для воздушного охлаждения, 8-при однослойной и
5-при многослойной намотке с масляным охлаждением. Допустимый
коэффициент
заполнения
окна
сердечника:
а0=0,6…0,7. Площадь намотки в окне: SH=Ndпр2/4 ,площадь
  d 2 min
самого окна S0 
. Если SH/S0 ≤ а0, то расчет удо4
влетворителен, если нет, то следует сделать перерасчет,
варьируя величинами А и L.
Определение индуктивности зарядного дросселя:
L3 
1
4   F 2  Cл
2
Расчет цепи подмагничивания.
Задают число витков подмагничивания Nп=0,4N.
N
Em
Ток подмагничивания : Iп= I в 
, где I B 
NП
L
2 3
Cл
Em-амплитуда напряжения источника питания.
Дополнительные материалы по расчету МИМ, в том числе
многозвенных, можно найти в [ 8].
Таблица 4.1
Вн
МАРКА
СПЛАВА
0,01
0,02
0,05
50НП
0,05-0,1
0,02-0,04
65НП
34НКМП
80НХС
79НМА
,
мм
0,35
0,05-0,1
0,02
0,01
0,1
0,01
0,2
0,01
0,1
0,2
Hc
В0/ВН
B
м2
кГс
1,5
15
1,3
13
1,55
0,7
0,75
15,5
7
7,5

88-92
88-90
82-87
88-93
85-90
86-96
-
40-42
Э
24
36
40
0,3
0,45
0,5
12
16
0,15
0,2
5,6
16-8
24
52
0,07
0,2-0,1
0,3
0,65
2,4
2,4
1,6
0,45
8,2
0,3
8,35
0,52
8,3
0,63
8,5
0,56
8,85
  10 6
А
м
2,4
8
1,6
Омм
Удельный
вес,
Г/см3
0,03
0,1
0,02
0,03
0,03
0,02
5.Промышленный КПД передатчика
Промышленным КПД передатчика называется отношение
отдаваемой полезной мощности в фидер антенны к общей
мощности, потребляемой от всех источников питания передатчика. При этом под отдаваемой мощностью в фидер
обычно понимают величину средней мощности. Величина
средней мощности зависит от используемого вида модуляции. Для амплитудной модуляции средняя мощность определяется
Pсрам=PH(1+m2/2),
где m-коэффициент амплитудной модуляции. Для однополосной модуляции средняя мощность определяется как среднее
мгновенного значения мощности от 0 до Pп -пикового значения мощности при равномерном законе распределения
мгновенных мощностей. Тогда Pсром=Pп/2.
Пиковое значение мощности задается при проектировании
передатчика.
Для случаев частотной и фазовой модуляции при непрерывном радиосигнале величина средней мощности соответствует заданной при проектировании Pном.
Pсред= Pном.
При импульсных видах модуляции средняя мощность
Pсрим=Pu/Q,
где Pu-мощность радиосигнала в импульсе, Q=ТП/ u –
скважность импульсов длительностью  u и периодом повторения  П.
С учетом этих условий порядок расчета промышленного
КПД ведется в следующем порядке:
1.Для выходного каскада передатчика определяется
среднее значение полезной мощности, отдаваемой в
нагрузку (фидер).
2.Для всех каскадов передатчика находятся средние
значения потребляемых мощностей коллекторными (анодными) цепями Pocpi=Eoi Iocpi (Eo- напряжения, Io-ток источников питания) и цепями экранирующих, управляющих сеток.
3.Определяются мощности, потребляемые цепями накала
ламп и системой охлаждения: Pнак, Pох.
4.Суммируются все полученные значения потребляемых
мощностей
m
m
i
i
PO    ( Po ср i )   Pнак  Pох
5.Рассчитывается промышленный КПД:
ηпром=Pсрн/PoΣ
где Pсрн- средняя мощность радиосигнала, отдаваемая в
фидер (нагрузку передатчика).
Целесообразно сначала составить реестр требований
ко всем источникам питания передатчика, т.е. установить
номиналы напряжения каждого источника и величины потребляемых средних токов.
Список использованных источников
1. Проектирование радиопередатчиков. / Под ред. В.В.
Шахгильдяна. – М.: Радио и связь, 2000.
2. Манаев М.И. Радиопередающие устройства СВЧ. – Минск:
Высшая школа, 1978.
3. Проектирование радиопередающих устройств СВЧ. / Под
ред. Г.М. Уткина. – М.: Сов. Радио, 1979.
4. Петров Б.Е., Романюк В.А. Радиопередающие устройства
на полупроводниковых приборах. – М.: Высшая школа.
1989.
5. Транзисторы средней и большой мощности. Справочник.
/ Под ред. А.В. Голомедова. – М.: Радио и связь, 1989.
6. Кацнельсон В.В. и др. Электронно-вакуумные и газоразрядные приборы. Справочник. – М.: Энергия. 1985.
7. Дивеев В.Н. Пособие к курсовому проектированию по
дисциплине “Формирование и передача сигналов”.
РИО МГТУГА, 2000.
8. Гарбер И.С. Магнитные импульсные модуляторы. – М.:
Советское радио. 1964.
Содержание
Введение …………………………………………………..…..3
1. Общие вопросы и понятия……………………….....….……3
1.1. Особенности принципов работы
электронных приборов диапазона СВЧ….….………...3
1.2. Особенности избирательных систем
диапазона СВЧ………………………………………...…9
1.3. Характеристика элементной базы
передатчиков СВЧ…………………….......……………..11
2. Проектирование структурных схем
передатчиков СВЧ……………………………………….…17
2.1. Разработка и расчет структурной схемы
передатчика с импульсной модуляцией………………..17
2.2. Структурная схема передатчика с
когерентным формированием
радиоимпульсов……………………...……………….….19
2.3. Структурные схемы передатчиков с
формированием сложных сигналов……………………21
3. Проектирование и расчет схем
генераторов СВЧ……………………………………..…….24
3.1. Методика расчета ГВВ и ГСВЧ на
металлокерамической лампе……………………………24
3.2. Методика расчета магнетронного
генератора………………………………………………..28
3.3. Методика расчета ГВВ на пролетном
клистроне……………………………………………...…32
3.4. Схемы генераторов СВЧ на твердотельных электронных приборах ……………………...……34
3.5. Системы сложения мощностей……………………...…39
4. Магнитный импульсный модулятор
и его расчет…………………………………………………..43
5. Промышленный КПД передатчика……………………….51
Литература……………………………………………………....54