Исследование транзисторного резонансного усилителя

ФЕДЕРАЛЬНОЕ АГЕНСТВО СВЯЗИ
Московский технический университет связи и информатики
Кафедра радиоприёмных устройств
Лабораторная работа №16
ИССЛЕДОВАНИЕ ТРАНЗИСТОРНОГО
РЕЗОНАНСНОГО УСИЛИТЕЛЯ
Москва 2008
0
Лабораторная работа №16
ИССЛЕДОВАНИЕ ТРАНЗИСТОРНОГО
РЕЗОНАНСНОГО УСИЛИТЕЛЯ
Составитель доцент Е. И. Чуркин
Рецензент В.В Логвинов
Издание утверждено на заседании кафедры 26.03.08 г.
протокол № 7
1
1. ЦЕЛЬ РАБОТЫ
Исследование влияния величины связи колебательного
контура с транзистором и нагрузкой на усилительные и
селективные (избирательные) свойства транзисторного
резонансного усилителя (РУ); исследование с применением
средств вычислительной техники влияние внутренней
обратной связи (ОС) в транзисторе на эквивалентные
параметры и амплитудно- частотную характеристику (АЧХ)
РУ.
2. ЗАДАНИЕ ПО РАСЧЁТНОЙ ЧАСТИ
Используя приведённые в разд. 4 данные, для одного из
указанных в табл. 1 вариантов*) рассчитать:
2.1. Коэффициенты m2C , обеспечивающие согласование с
нагрузкой при коэффициентах m1, равных 1,0; 0,5; 0,3; 0,1
(рис 1а, б), а также соответствующие указанным m значения
резонансного коэффициента усиления второго каскада РУ и
его полосы пропускания П0,7.
2.2. Коэффициенты оптимального рассогласования m1опт и
m2опт при выбранной самостоятельно в пределах 5…20 кГц
полосе пропускания каскада РУ; соответствующий им
коэффициент усиления.
2.3. Резонансный коэффициент устойчивого усиления
К0уст. Пользуясь программой RPURU для ПК, рассчитать
форму АЧХ контура на входе (!) второго каскада (для тех же
данных), по указанию преподавателя.
3. ЗАДАНИЕ ПО ЭКСПЕРИМЕНТАЛЬНОЙ ЧАСТИ
3.1. Произвести экспериментальную проверку результатов
теории по п. 2.1.
3.2. Для найденных согласно п. 2.2. значений m1 опт и m2 опт
измерить коэффициент усиления и полосу пропускания
второго каскада РУ.
Вариант расчёта выбирается в соответствии с порядковым номером
фамилии студента в журнале группы, либо задаётся преподавателем.
*)
2
3
Рис. 1б
8
9
10
11
0
0,2
7
0,02
0,3
4
6
0,05
5
0,08
4
0,1
3
0,15
2
0,4
1
1,0
Положение
переключателя
Коэффициент
включения
0,5
Таблица 1
Вариант задания к пп. 2.3, 3.3 и 3.4
№№ Ку m1
m2×10-2 №№ Ку
m1
m2×10-2
п/п
п/п
1
0,7 0,5
4
14
0,8
0,5
3
2
0,8 1,0
3
15
0,9
0,5
3
3
0,9 0,5
6
16
0,9
1,0
4
4
0,7 1,0
6
17
0,7
0,5
3
5
0,8 0,5
4
18
0,8
1,0
4
6
0,9 1,0
3
19
0,8
1,0
6
7
0,9 0,4
4
20
0,8
0,5
6
8
0,7 0,5
6
21
0,7
0,4
4
9
0,7 0,4
3
22
0,9
0,5
4
10
0,8 0,5
3
23
0,75 1,0
4
11
0,9 1,0
6
24
0,95 1,0
3
12
0,7 1,0
4
25
0,85 0,5
6
13
0,9 0,4
6
26
0,85 1,0
4
Примечания:
если при расчётах необходимо знать m2, то в соответствии
с (11) полагать m2=m2C;
помимо указанного в таблице, в качестве расчётного
значения m2вх взять также m2вх=0,05=5×10-2 .
3.3. Снять АЧХ контура на входе транзистора V2: без ОС
(m1=0 ) и при наличии ОС, если:
а) m1 (m2C =0,15);
б) m1 соответствует заданному в одном из вариантов
предварительного расчёта (табл. 1).
3.4. Провести машинный эксперимент в компьютерном
классе кафедры (по указанию преподавателя).
4. ЛАБОРАТОРНАЯ УСТАНОВКА
Лабораторная установка включает в себя макет
двухкаскадного РУ на биполярных сплавно-диффузионных
транзисторах П-423 (см рис. 1а), в котором первый каскад
является вспомогательным (для исследования влияния ОС на
его АЧХ), ГСС и два ламповых вольтметра (ЛВ).
Рабочий режим транзистора V2 устанавливается
резисторами R6 и R8 (IK=2...5мА; Vк =5 В) и контролируется
соответствующими приборами, установленными в макете.
Напряжение ГСС на вход транзистора V2 может
подаваться либо непосредственно (уровень ~10 мВ), либо
после предварительного усиления первым каскадом,
собранным на транзисторе V1 (выходное напряжение ГСС
1…5 мВ).
РУ имеет следующие параметры:
резонансная частота 465 кГц;
коэффициенты включения первого (входного) контура со
стороны коллекторной цепи транзистора V1 и со стороны
базы транзистора V2 m1вх=0,02 и m2вх=0,05;
параметры транзистора V2
в рабочем режиме:
S0=120мА/В; q11=3•10-3 Cм; q22=8•10-5 Cм; Ск=10•10-12 Ф;
τ=500 пс;
рабочий режим транзистора V1: IK=2 мА; Vк =5 В,
вносимой проводимостью со стороны его выхода во входной
контур можно пренебречь;
5
параметры контура второго каскада: индуктивность
L=340мкГн (ρ=1000 Ом ), собственное затухание d0=0,012
(добротность Q0~80); значения коэффициентов включения m1
и m2 коллектора транзистора V2 и нагрузки ( qН=3•10-3 Cм)
для соответствующих положений переключателей S2 (П1) и S3
(П2) указаны в табл. 2;
параметры первого (входного) контура: L1=410 мкГн
(ρ1=1200Cм); d0=0,007 (Q0=140)
5. МЕТОДИКА ПРОВЕДЕНИЯ ЭКСПЕРИМЕНТА
Устанавливаются рабочий режим транзистора V2 и
выходное напряжение ГСС согласно данным разд. 4.
При выполнении п. 2.1 и 2.2 ГСС подключается
непосредственно ко входу транзистора V2; подстройка
выходного контура производится после каждого изменения
коэффициентов включения.
При выполнении п. 2.3 на частоту 465 кГц настраивают
оба контура, для чего сначала сигнал ГСС подаётся на вход
второго каскада и настраивается его выходной контур (при
m1=1 и m2=m2C),а затем ГСС подключается ко воду БТ V1 и
настраивается первый каскад, после этого переключатель S2
ставят в положение m1=0 и, изменяя частоту ГСС на входе
БТ V1, определяют расстройку первого контура, возникшую
из-за влияния внутренней ОС в БТ измерения проводят без
дополнительной подстройки контуров L1C3 и LC13.
6. СОДЕРЖАНИЕ ОТЧЁТА
Отчёт должен содержать расчётные формулы, результаты
расчётов по ним в виде таблиц и графиков, результаты
эксперимента в виде соответствующих кривых на тех же
графиках.
6
7. ВОПРОСЫ
ПРОВЕРКИ
ТЕОРИИ
ДЛЯ
САМОКОНТРОЛЯ
И
7.1. Электрическая схема лабораторного макета РУ.
7.2. Эквивалентная схема активного четырёхполюсника с
зависимым генератором тока; уравнение четырёхполюсника
в Y-параметрах.
7.3. Коэффициент усиления (передачи ) однокаскадного
РУ (общее выражение).
7.4. Входная проводимость РУ при наличии внутренней
ОС (общее выражение).
7.5. Резонансный коэффициент усиления РУ, пути его
максимизации (оптимизации).
7.6. Максимальный резонансный коэффициент усиления
РУ при оптимальных коэффициентах включения m1ОПТ и
m2ОПТ (случай «оптимального рассогласования»).
7.7. Резонансный коэффициент усиления РУ при
согласовании «с источником сигнала».
7.8. Резонансный коэффициент усиления РУ при
согласовании с нагрузкой.
7.9. Сравнить значения резонансных коэффициентов
усиления РУ при согласовании «с источником сигнала» и
нагрузкой.
7.10. Максимальный резонансный коэффициент усиления
РУ при согласовании «с источником сигнала» (нагрузкой) в
случае заданной полосы пропускания (dЭ).
7.11. Зависимость резонансного коэффициента усиления
РУ при согласовании с нагрузкой от m1 при m2C .
7.12. Зависимость резонансного коэффициента усиления
РУ от m1 при m2=const.
7.13. Внутренняя ОС в биполярном транзисторе, причины
её возникновения, эквивалентные параметры цепи ОС.
7.14. Активная составляющая входной динамической
проводимости, её качественная зависимость от расстройки.
7
7.15. Реактивная составляющая входной динамической
проводимости, её качественная зависимость от расстройки.
7.16. Активная составляющая входной динамической
проводимости, точки её экстремумов.
7.17. Активная составляющая входной динамической
проводимости, нормированная величина её полного размаха.
7.18. Коэффициент устойчивого (kУ) РУ. Определение,
физический смысл.
7.19. Коэффициент устойчивого (К0 УСТ) РУ.
7.20. Влияние внутренней ОС на работу РУ.
7.21.
Влияние
параметров
активного
элемента
(транзистора) на устойчивость РУ.
7.22. Влияние параметров пассивных элементов
электрической схемы на устойчивость РУ.
7.23. Влияние режима работы транзистора на
устойчивость РУ.
7.24. Влияние коэффициента включения (связи) m на
селективные свойства РУ.
8.ТЕОРЕТИЧЕСКИЕ СВЕДЕНИЯ О РЕЗОНАНСНЫХ
УСИЛИТЕЛЯХ
8.1. Анализ обобщенной эквивалентной схемы
8.1.1. Коэффициент усиления (передачи) РУ
На
рис. 1б показана упрощенная схема РУ, где
резонансный контур каскада, в котором в качестве
усилительного элемента применен транзистор V1 , является
входным, т.е. источником сигнала для каскада на транзисторе
V2
Если напряжение на входе транзисторе мало, то он может
быть
представлен
в
виде
активного
линейного
четырехполюсника с зависимым генератором тока (рис.2),
описываемого в системе У -параметров уравнениями
8
I1 = Y11U1 + Y12 U2
I2 = Y21U1 + Y22U2
все I , U - комплексные величины (I = I, U = U)
(1a)
(1б)
Рис. 2. Обобщенная эквивалентная схема РУ, включающая в себя
эквивалентную схему активного элемента (транзистора),
проводимость источника сигнала и нагрузку
Для анализа Y-параметры можно представить в виде
Y11 = q11 + jωC11 ,
Y21= S=| Y21|exp (-jφ21),
Y22 = q22 + jωC22 ;
| Y21|= S=S0 ∕
φ21 = arctg (f/fS);
-φ12 = q12 +jb12 = |Y12|exp(jφ12),
где с учетом (п.1.5) в приложении 1
9
(2)
| У12| =b12
, φ12 = arctg(fS /f);
fS – частота, на которой | Y21|, т.е. S уменьшается в
раз.
Полная обобщенная схема усилителя должна включать
проводимость источника сигнала и нагрузку. Положим
Y12=0. Тогда выходная цепь транзистора V2 может быть
представлена в виде рис. 3 или еще более простом рис. 4, где источник тока
, а напряжение на контуре
.
По закону Ома в схеме рис. 4
где
=
,
(3)
,
;
Со- собственная емкость выходного контура ( с учетом
емкости монтажа и межвитковой емкости катушки
индуктивности) ;
Сн- емкостная составляющая нагрузки; знак «-» учитывает
то
обстоятельство,
что
направление
вектора
U
противоположно
(рис. 3).
10
Рис. 3. Эквивалентная схема выходной цепи транзистора
при
По определению коэффициент усиления (передачи) РУ
равен
, поэтому после подстановки в (3)
соответствующих значений имеем для комплексного
коэффициента усиления
(4)
Так как
11
Рис. 4. Упрощенная
транзистора
эквивалентная схема выходной цепи
Входная проводимость каскада в соответствии
уравнением (1а) между клеммами 1-1 (рис. 2) равна:
с
Где обусловленная наличием внутренней ОС в
транзисторе
составляющая
, с учетом того, что
равна:
(5)
Проводимость
называется динамической входной
проводимостью, её знание нам потребуется в п. 8.2.1 при
анализе устойчивости РУ.
8.1.2. Оптимизация коэффициента передачи РУ.
Оптимальное рассогласование
На основании (4) модуль коэффициента усиления РУ
равен:
(6)
Это выражение после замены
на S позволяет записать
резонансный коэффициент усиления (при α = 0) в виде:
12
(7)
Соответствующим выбором коэффициентов включения m1
и m2 можно добиться максимального значения Ko.
Рассмотрим важный практический случай заданной
полосы
пропускания,
т.е.
найдем
максимальный
коэффициент усиления РУ Комакс при условии:
(8)
или с учетом того, что
, подобном ему
Экстремум (7) получим, выразив m1(m2) в (8) через
остальные величины, подставив полученное выражение в (7)
и
решив
относительно
m2(m1):
В обоих вариантах имеем:
(9)
Легко видеть, что условием оптимизации
является в
данном случае равенство вносимых проводимостей
(затуханий) в контур со стороны источника сигнала
(транзистора) и нагрузки:
Так как при этом не обеспечивается согласования ни с
источником, ни с нагрузкой, данный случай можно назвать
«оптимальным рассогласованием». Подставляя (9) в (7),
получаем
(10)
Из (10) следует, что предельный коэффициент усиления
достигается при
13
8.1.3 Коэффициент усиления РУ при согласовании с
источником сигнала и нагрузкой.
Путь нахождения условных экстремумов (7) состоит в
том, что при фиксированном
решается относительно
уравнение:
Квазиоптимальные
коэффициенты включения при этом определяются по
формулам:
(11a)
(11б)
Из (11) следует, что максимум
имеет место либо при
согласовании контура и нагрузки с источником сигнала
, либо при согласовании источника
сигнала и контура с нагрузкой
Соответствующие коэффициенты усиления равны:
(12)
14
.
(13)
Они максимальны, если коэффициент
(или
) равен
1, причем
>
при
и, наоборот,
при
. Однако, если
, контур
сильно шунтируется и
реализуется, лишь при широкой
полосе пропускания РУ. Поэтому на практике при этом
условии часто оказывается более целесообразно обеспечить
согласование с нагрузкой.
Теперь, как и в п. 8.1.2, рассмотрим случай заданного
(или
). В одном из вариантов (8) с учетом (11а) можно
представить в виде
, откуда следует:
(14)
Подставляя (14) в (12), находим максимальный
коэффициент усиления РУ при согласовании с нагрузкой и
заданной полосе пропускания:
(15)
Сравнивая (15) и (10) между собой, видим, что
величину высшего порядка малости (при
).
c
на
8.2. Устойчивость РУ
8.2.1. Влияние внутренней ОС на устойчивость АЧХ РУ
15
YвхОС  g ОС  jbОС 
m12 RЭ Y12Y21 e j
1  j
,
где   12   21
или
YвхОС 
m12 RЭ S 0 b12 e j
1  j
(16)
где согласно (2)
  f
f
 fS 
f
  arctg ( )  arctg  0.5
 S


fS
f
 f 
  fS
  arctg 

 


Выделяя обычным способом действительную и мнимую
части (16), имеем
(17а)
g ОС  m12 RЭ S 0 b12 1 ( , )
bОС  m12 RЭ S 0 b12 2 ( , )
где обозначено
  
  
 cos
2 
2 
1  
 1  
 

  
 2 ( ,  )  sin 
  cos
2 
2 
1   
 1  
(17б)
 1 ( ,  )   sin 
(18)
Функции ψ указывают на то, что активная (gОС) и
реактивная (bОС) составляющие динамической входной
проводимости YвхОС в свою очередь, распадаются на две
составляющие каждая; таким образом, за счет ОС возникают
четыре
составляющих
дополнительных
входной
проводимости, каждая из которых с изменением текущей
расстройки по-своему влияет на мгновенное значение
коэффициента усиления РУ вследствие изменения формы
АЧХ (и ФЧХ) колебательного контура на входе транзистора
(V2).
Учитывая значение φ в (16), можно после некоторых преобразований получить
16

1  

sin  

1  

f 

fs 
f
fS
2



,
2
2
cos  
f
fS
 f 
1   
 fS 
(19)
2
С учетом (19) и условия
< 1 примерный вид функций
характеризующих зависимости активной
и реактивной составляющих динамической входной
проводимости от обобщенной расстройки
α
и
относительной рабочей частоты
, дан на рис. 5а, б. Их
поведение указывает на то, что наличие внутренней ОС в
транзисторе
приводит
не
только
к
изменению
первоначальной формы (деформации)
АЧХ входного
контура и смещению положения ее максимума, но может
привести даже к самовозбуждению РУ из-за наличия при
определенных α < 0 активной составляющей отрицательного
характера, которая может полностью скомпенсировать
потери во входном контуре.
Можно показать, что точки экстремумов функции
 1 ( ,  ) соответственно
f
fS
1  
f
1
fS
1
,
f
fS
2 
f
1
fS
1
Подставляя эти значения в первую формулу (18),
 1МАКС ( ,  )  1МИН ( ,  )  1. Таким
убеждаемся,
что
образом, удвоенная амплитуда (размах) изменения активной
проводимости, как это следует из (17а), Gв хОС  m12 RЭ S 0 b12
17
а)
б)
Рис. 5 Зависимость от обобщённой расстройки активной и
реактивной составляющих динамической входной проводимости
8.2.2. Устойчивый коэффициент усиления транзисторного
РУ
Введём коэффициент
устойчивости.
18
GЭ1  0.5m22ВХ GВХОС
(20)
GЭ1
численно
равный
относительному
изменению
эквивалентной
проводимости G Э1 входного контура,
kУ 
обусловленному влиянием проводимости обратной передачи
Y12 в четырёхполюснике (внутренней ОС в транзисторе).
Разделим оба члена числителя (20) на G Э1 , подставим
вместо
GвхОС его значение, одновременно умножив
числитель и знаменатель второго члена на m 22 S 0 RЭ , учтем
(7), (П1.4) и после некоторых преобразований получим*)
K 0УСТ 
m2
m2 ВХ
2S 0 (1  kУ ) RЭ
C К
RЭ1
(21)
Здесь K 0УСТ - коэффициент устойчивого усиления РУ,
т.е. коэффициент усиления при заданном коэффициенте
устойчивости.
Остановимся на расчете RЭ1 (GЭ1 ) в (20) и (21). Прежде
всего отметим, что при идентичных каскадах ( m2  m2 ВХ ,
RЭ  RЭ1 ) выражение (21) упрощается, а G Э1 влияет на
K 0УСТ только косвенно через kУ .
_______________________
*)
Формула для K 0УСТ в представленном виде впервые
записана И. А. Доррером. .
В общем случае в силу (20) под G Э1 следует понимать
входную проводимость транзистора, найденную с учетом
добавки g OC  g OC ( ) (рис. 5а), имеющей место при
19
расстройке “   ”*), зависящей от параметров и рабочей
частоты РУ. На самом деле, удобнее рассчитывать G Э1 с
gOC  gOC (0), имеющей место при   0
(рис.5а), т.е., в соответствии с (17а), при  1 ( ,  )   1 (0,  ) ,
либо полагать g OC  0 .
учетом добавки
Очевидно,
при
близких
kУ
в
1
(обычно
берут kУ  0, 8  0, 9 ) все три метода оценки G Э1 дают
приблизительно одинаковый результат. Ниже, при расчете
АЧХ на ЭВМ применяется второй метод, поскольку он
позволяет осуществить нормировку АЧХ на фиксированной
частоте (в отличие от первого) и, в то же время, точнее, чем
третий учитывает влияние ОС.
При расчете R Э целесообразно брать в соответствии с
(11) m2=m2C . Согласование с нагрузкой важно обеспечить,
например, в случае применения РУ в качестве
широкополосного антенного усилителя (ШАУ).
8.2.3. Расчет АЧХ РУ на ЭВМ.
Для расчёта на ЭВМ за основу возьмём выражение для
нормированной АЧХ контура на входе транзистора V2 при
наличии ОС. Подобно зависимости в (3), для комплексной
эквивалентной проводимости входного контура имеем:
1
(22)
YЭ1  GЭ1  jС Э1 
jL1
где
GЭ1  G01  m12ВХ g 22  m22ВХ GВХ ,
20
GЭ1  G1  m12ВХ C22  m22ВХ CВХ ,
Транзисторы V1 и V2 , предполагается, имеют одинаковые
параметры.
При
одинаковой
настройке
контуров
эквивалентные проводимости и ёмкости входного контура
при
  0 (см. п.8.2.2) должны включать в себе также
динамические входные проводимости и ёмкость, имеющие
соответствующие значения при   0 . Деформация АЧХ
будет обусловлена их приращениями при   0 .
При   0 с учетом (17а), (18):
GЭ1 (0)  G01  m1 ВХ g 22 
2
(23)
2
2
 m2 ВХ ( g11  m1 RЭ S0C12 cos  )
Выписывать выражение для эквивалентной ёмкости нет
необходимости, так как необходимая частота настройки
контура
обеспечивается соответствующим условным
подбором С1 . Таким образом,
_______________________
*)
Указано А.А. Медвинским
21
YЭ1  GЭ1 (0)  GВХ   0  jСЭ (0)  jСВХ   0 
1
j L1
где, как нетрудно убедиться:
GВХ  0  m22ВХ (GВХ  GВХ (0)) 
(25)
 m12 m22ВХ RЭ S0C12 (sin    cos  ) /(1   2 )
GВХ   0  m22ВХ (CВХ  СВХ (0)) 
 m12 m22ВХ S0 RЭ C12
(24)
(26)
(  cos    sin  )
1  2
Подобно тому, как это сделано в (4), представим YЭ1 в
виде
YЭ 1  GЭ1 (0)(1  j ВХ )  GВХ   0  jСВХ   0 ,
(27)
где обобщённая расстройка входного контура равна
 ВХ


 0
0
 ,

d Э1 (0)
1
0 
L0 C Э (0)
,
dЭ1  1GЭ1 (0) ,
1   0 L1 .
Сгруппируем в (27) действительные и мнимые члены,
вынося за скобки проводимость GЭ1 (0) , возьмем модуль
найденного выражения, после чего получим:

2
2
| YЭ1 | GЭ1 (0) 1   ВХ

 GВХ   0   ВХ СВХ   0  
G
Э1 (0)

 G
2
ВХ   0
2
2

  2 СВХ
  0  GЭ1 (0) 
1/ 2
(28)
.
Нормированная АЧХ входного контура - величина,
обратная подкоренному выражению (28), обозначим ее через
Y1.
Учитывая
(25),
(26)
и
вводя
обозначения
2
2
dЭ
 GЭ
2m1 m2 ВХ S0C12 ,    L ,
,
k

0
R
d Э1 (0) 1GЭ1 (0)
GЭ GЭ1 (0)
F ( , k )  
sin  (1   2 k )   (1  k ) cos 
1  2
22
после некоторых преобразований имеем:
(29)
1
Y 
2
1  (k )
2
R

 
 2 
 RF ( , k ) 
1 2
2
В (29) независимая переменная (параметр)  , переменные
R и k задаваться независимо не могут; в силу (20)
.
При расчёте R и k вводимыми переменными можно полагать
m1, m2ВХ и f. Можно исключить константу m2 при расчёте G Э ,
взяв интересный для практики случай согласования с
нагрузкой согласно (17б). Тогда в (3) Gэ=Gэс=2(G0+m12g2) и,
соответственно:
G  m12 g 22
(30)
k  kС  2  0
1GЭ1 (0)
Исключить из расчетных формул GЭ1 (0) и несколько
упростить расчёт можно, разделив R на k
(31)
Теперь, задавшись коэффициентом устойчивости kУ ,
можно найти R=4(1-kУ), а затем соответствующее k,
например, с учётом (30), по формуле
(32)
23
Данная формула положена в основу программы RPURU.
BAS (в базе кафедры РПрУ). При подстановке (32) в (29)
синтезируется АЧХ РУ, удовлетворяющая заданным m1, f, kУ
при следующих независимых константах (их значения
указаны с учётом параметров элементов лабораторного
макета)
G0=1,2•10-5 ; g22=8•10-5; G01=0,6•10-5 ; g11=3•10-3;
m1 ВХ=0,02; S0=0,12; m2 ВХ=0,05; СК=10•10-12;
;
L1=4,1•10-4; L=3,4•10-4; fS = 8•10-6
24
ПРИЛОЖЕНИЕ
Соотношение для проводимости обратной передачи
(обратной связи) –Y12=g12+jb12 в транзисторе, как в линейном
четырёхполюснике.
Известные соотношения для активной и реактивной
(ёмкостной) составляющих
 g12 
  rB  CK    0   f / f гр    f / f s  
,
 0  h11B    f 
b12    CK 
  rB  1   0   f / f гр    f / f s  
,
 0  h11B    f 
(П.1.1)
(П.1.2)

2
rB  rB , b12    C12 ,   f   1   f / f S  .
где
Введём дополнительное значение: В=β0,
h21Э, и подставим (1) и (2) в виде:
 g12 
b12 
  CK  ( B  1)   f / f s  
,
B f 
  СK   ( B  1)
  CK

, (   1).
2
B f 
1   f /25
fS 
fS/fгр=β0 h11B/rB =
(П.1.3)
(П.1.4)
Введя понятие постоянной времени цепи ОС τос=С12/g12 и
разделив (4) на (3), получим
 oc 
f
b12
 S.
g12
f
(П.1.5)
ЛИТЕРАТУРА
1. Буга Н.Н., Фалько А.И., Чистяков Н.И. Радиоприёмные
устройства. –М.: Радио и связь, 1986. С. 59-70; 43-48.
2. Радиоприёмные устройства / под ред. проф Н.Н. Фомина –
М.; «Радио и связь», 2007 г.
26
Лабораторная работа №16
ИССЛЕДОВАНИЕ ТРАНЗИСТОРНОГО РЕЗОНАНСНОГО
27
УСИЛИТЕЛЯ
Редактор
Подписано в печать
Тираж 400 экз Заказ
Формат 60х84/16. Объём 1,1 усл.п.л
ООО “Инсвязьиздат” Москва, ул. Авиамоторная, 8
28