УМЗЧ_MOSFET
advertisement
УМЗЧ_MOSFET MosFet audio amplifier IRF9530 IRF530 http://electroschematics.com/4/mosfet-audio-amplifier-irf9530-irf530/ This simple mosfet power audio amplifier circuit, with TL071C and 2 mosfet power amplifiers can deliver up to 45W on 8 ohm. This schematic is based on Siliconix application and is based on variations of voltage on the 2 resistors serial inserted on the voltage supplier of the operational amplifier driver. The MosFet transistor must be mounted on a heatsink at least 1K/W Amplifier efficiency is 70%, distortions at cut frequency were at most 0.2% at 20Hz on 8ohm and 10W. With a power supply of +- 30V the mosfet audio amplifier can deliver 45W on 8 ohm and 70w on 4 ohm. Remember that this audio amplifier is not protected on shortcircuits so everytime you switch on check to see if the speaker is connected Каскад с общей базой. Каскад о с общей базой, как и каскад с ОК, не инвертирует фазу усиливаемого сигнала. Коэффициент усиления по напряжению стабилен и составляет приблизительно: Кi=h21э/(h21э+1)<1. Коэффициент усиления по напряжению (без учёта сопротивления нагрузки Rн) Кu=SRк=Rк/(rэ+Rк) - аналогично коэффициенту усиления каскада с ОЭ. При сопротивлении генератора Rг=0 параллельная ОС перестаёт действовать и нелинейные искажения и выходное сопротивление Rвых в этом случае те же, что и в каскаде с ОЭ. Выходное сопротивление транзистора близко к дифференциальному сопротивлению диода, т.е. Rвх=rэ=fт/Iэ и имеет индуктивный характер (входное сопротивление каскада с ОЭ и с ОК - ёмкостное. Iэ - постоянная составляющая тока эмиттера. Поэтому при синусоидальном сигнале Zвх увеличивается с ростом частоты. Следовательно, Rб должно быть равно нулю или заземлено конденсатором достаточно большой ёмкости, что бы не возникал колебательный контур - входная ёмкость + ёмкость монтажа. Динамическое выходное сопротивление очень велико - порядка нескольких МОм (наибольшее из трёх способов включения транзистора) без учёта шунтирующего влияния Rк. В реальной схеме оно практически равно Rк. Выходные характеристики горизонтальны и имеют линейное приращение тока коллектора от тока эмиттера. Переходные и частотные свойства значительно лучше, чем у каскада с ОЭ. Однако эти преимущества проявляются только до определённых частот. На очень высоких частотах (например, СВЧ) эти свойства выравниваются и каскад с ОЭ может даже иметь приемущество. Схема с ОБ обладает тем приемуществом, что на её работу влияет только ёмкость эмиттер-база Сэ и не влияет ёмкость коллектор-база Ск, которая увеличивается вследствии эффекта Миллера. Заметное снижение нелинейных искажений возможно лишь при источнике сигнала с выходным сопротивлением, много большим входного сопротивления транзистора. В этом случае Iвх=Uг/(Rг+Rвх)=Uг/Rг, где Uг - напряжение источника сигнала, а коэффициент усиления по напряжению Кu=Rк/Rг. ЛИТЕРАТУРА 1. 2. 3. 4. 5. 6. 7. Ильин В., Яцковскнй Р. Полевые транзисторы в выходном каскаде усилителя мощности.— Радио, 1983, № 2, с. 54—55. Борисов С. МДП-транзисторы в усилителях НЧ.— Радио, 1983, № 11, с. 36—39. H. Якименко. Полевые транзисторы в мостовом УМЗЧ.— Радио, 1986, № 9, с. 38, 39. Дмитриев H., Феофилактов H. Схемотехника усилителей мощности ЗЧ.— Радио, 1985. № 6, с. 25—28. Дмитриев H., Феофилактов H. ОУ в усилителях мощности.— Радио, 1986, № 8, с. 42—46. Зыков H. Многополосные регуляторы тембра.— Радио, 1978. № 5, с. 40—41. Лексины Виктор и Валентин. Многополосный с аналогами LC-фильтров.— Радио, 1979. № 10, с. 26—27. Каскодная схема http://riostat.ru/elektron_sistem/2-7-3.php Под каскодом понимается схема, в которой два транзистора соединены последовательно, так что через них в статическом режиме протекает один и тот же ток (рис. 7.10) (на практике находят применение и другие каскодные схемы, в частности, с параллельным питанием и последовательным соединением по переменному току, а также рассматриваемые ниже гибридные каскодные схемы). Транзистор VT1 ключен по схеме с ОЭ, а VT2 — по схеме с ОБ. Режим по постоянному току задается с помощью резисторов R1, R2, R3. Режим ОБ транзистора VT2 по переменной составляющей обеспечивается блокировочным конденсатором СЬ, подключенным к его базе. На рис. 7.10 показаны также необходимые для исследования контрольно-измерительные приборы. Каскодная схема имеет коэффициент усиления тока а=а'a", где a', a" — коэффициенты усиления тока первого и второго транзисторов. Коэффициент усиления напряжения каскода определяется приближенной формулой (7.15) Как следует из (7.15), коэффициент усиления каскода по напряжению такой же, как и в простейшем каскаде ОЭ (это вытекает из того, что первый транзистор имеет К„=1). В данном случае он равен 5, что подтверждается и результатами осцил-лографических измерений, приведенных на рис. 7.11. Не давая выигрыша по коэффициенту усиления напряжения и тока (а также по входному и выходному сопротивлениям), каскодная схема имеет важное преимущество, которое заключается в уменьшении паразитной связи между выходом Uo и входом Ui. В простом каскаде по схеме с ОЭ выход и вход связаны через емкость коллекторного перехода, что в ряде случаев осложняет работу усилителей. В частности, она приводит к увеличению входной емкости каскада, превращая каскад с ОЭ в своеобразный интегрирующий усилитель (в усилительной технике это называется эффектом Миллера), когда с ростом коэффициента усиления растет и входная емкость. При наличии индуктивной составляющей сопротивления нагрузки и при определенной реактивности выходного сопротивления предыдущего каскада такая связь часто приводит к самовозбуждению усилителя. Рис. 7.10. Каскодная схема Причина, по которой выход и вход в каскоде связаны в меньшей степени, заключается в том, что база VT2 находится под неизменным напряжением и его величину можно считать как бы напряжением питания для транзистора VT1, а его нагрузкой — весьма малое сопротивление эмиттерного перехода VT2 [12]. Это означает, что транзистор VT1 работает практически в режиме короткого замыкания коллекторной цепи. Соответственно его коэффициент усиления близок к единице, эффект Миллера отсутствует, и входная емкость равна емкости коллектора. Благодаря такой особенности каскод находит широкое применение в резонансных усилителях, в частности, в высокочастотных каскадах радиоприемных устройств. Триодный звук от транзисторной схемы. 25 ваттный усилитель «БРИЗ». http://devicemusic.ucoz.ru/blog/triodnyj_zvuk_ot_tranzistornoj_skhemy_25_vattnyj_usilitel_bri z/2010-12-16-2 Изучая схемы, которыми заполнен интернет, и пособия по схемотехнике, всегда хотел найти такую схему оконечного усилителя, которая работала бы как хороший ламповый триодный усилитель, но при этом была собрана на транзисторах. Не хотелось верить, что при современной широкой элементной базе и обилию схемотехники это невозможно. Того что искал, такого что бы «зацепило», не нашёл. Пришлось поднапрячься и разработать самому. Этот усилитель уже два года как в серии, показал себя надёжным и стабильным. Сравнивался с ламповыми SE, РР, на разной акустике, и просто проходил экспертизу «на слух» у очень требовательных слушателей. Вывод один – похоже затея полностью удалась. У него есть та теплота в звуке, которая и отличает звучание ламповых УМЗЧ. Техзадание, которое себе ставил: 1. Усилитель должен быть простым, с коротким трактом прохождения сигнала. Чтобы избежать умножения спектра гармоник предыдущего каскада следующим каскадом. 2. Он должен иметь высокое входное сопротивление для согласования с любым источником сигнала, чтобы не нагружать его выход и не набраться дополнительных искажений от этого самого источника. 3. Он не должен иметь каскадов с большой собственной нелинейностью. Особенно каскада с ОЭ. 4. Он не должен иметь общей ООС. Чтобы не плодить гармоники высоких порядков. 5. Усилитель должен быть стабильным. При выходе на режим, и во время длительной эксплуатации. 6. Желательно, чтобы он имел повышенное «ламповое»выходное сопротивление, или возможность его регулировки. Это для улучшения работы акустики. 7. Иметь «приличную» мощность на уровне ламповых РР усилителей. Запас никогда не помешает. И даст возможность состыковать усилитель с акустикой любой чувствительности. Краткие технические характеристики усилителя: 1. Номинальная выходная мощность на нагрузке 4 Ом 2.Диапазон воспроизводимых частот 3. Отношение сигнал /фон 4. Отношение сигнал/шум (МЭК А) 5. Постоянное напряжение на выходе 6. Коэффициент усиления на нагрузке 8 Ом 25 Вт. 10 – 200 000 Гц. -78 -84 Дб -95 дБ 5-25 мВ 40. Рассмотрим схему и её описание. Усилитель от входа до выхода двухтактный. Плечи входного каскада VT1VT3 VT2VT4 представляют собой гибридные высоколинейные каскодные схемы ОС – ОБ. Этот каскад отличается сниженной входной ёмкостью и большими входным и выходным сопротивлениями (здесь и далее ссылка на источник: 1). Вход на полевых транзисторах практически не потребляет тока. Что нам и требуется Транзисторы VT1 и VT2 усиливают только ток, необходимый для работы следующих транзисторов включенных с ОБ а входное напряжение даже немного ослабляют. Транзисторы VT3 и VT4 ток не усиливают, а имеют небольшой коэффициент усиления напряжения, примерно равный отношению сопротивлений их нагрузки соответственно R11//RвхVT6 и R12//RвхVT5 делённому на суммарное сопротивление в их эмиттерах. А это цепочки резисторов R4R8R10 и R7R9R13 плюс выходные сопротивления соответствующих входных полевиков. В общем, на входе имеем полный порядок: каждый вид транзистора делает то, что лучше всего у него получается: полевые транзисторы управляемые только входным напряжением (как лампы) усиливают ток, а биполярные –напряжение. Следующий каскад - это эмиттерные повторители VT5 и VT6. Они призваны преобразовать сравнительно высокое выходное сопротивление предыдущего каскада в низкое. Это необходимо для того, чтобы эффективно перезаряжались большие входные ёмкости мощных выходных полевиков. Также они организуют работу предыдущего каскада практически только на резистивную нагрузку (R11 и R12). Что дополнительно способствует высокой линейности. Выходные транзисторы в этой схеме работают в режиме усиления как тока, так и напряжения. Они выступают как бы в роли двухтактного генератора тока для нагрузки - АС. Коэффициент усиления этого каскада зависит от её сопротивления! Точные резисторы R21 и R22 выполняют роль местной ООС, пропорциональной току в нагрузке. С выхода на вход через пассивный фильтр R17С5R6 поступает сигнал отрицательной обратной связи по постоянному току, для поддержания «нуля» на выходе. Резистор R5 необходим для отладки, из схемы не выпаивается. Резистор R23 необходим для «нагружения» выходного каскада в отсутствие нагрузки – АС. Стабилитроны на входе обеспечивают независимость режимов усилителя от изменения напряжения питания. Те, что стоят на выходных полевиках – защищают их затворы от перенапряжения. Мягкий и «тёплый» звук усилителя обеспечивается тем что одиночные полевые танзисторы не склонны давать нечётные гармоники , а биполярные работают в высоколинейных включениях и на малых напряжениях. Как известно на небольшом переменном напряжении чётные гармоники преобладают, с его ростом нечётные быстро их «обгоняют», так как возрастают пропорционально квадрату этого напряжения. А чётные растут прямо пропорционально. (2) Усилитель, несмотря на свою простоту, требует для повторения очень серьёзной подготовки. Корректное повторение без авторского сопровождения вряд-ли осуществимо. Усилитель собран на односторонней печатной плате размером 80х116 мм. Блок питания должен быть собран на тороидальном сердечнике, обмотки и мосты отдельные для каждого канала. Ёмкости не менее 20 000 мкф. А лучше до 60 0000 мкФ. Как и большинство безоосников, он чувствителен к пульсациям питания. Радиаторы чем больше, тем лучше. И обязательно с толстым "мясом". Транзисторы должны быть установлены через пасту непосредственно на радиатор без прокладок, и с прижимом центральной части к радиатору. Сами радиаторы изолируются от корпуса. Отладка весьма сложная, сводится к балансировке плеч подстроечными резисторами в 10 точках диапазона от 200 гц до 80 кГц и установке близкого к нулю выходного напряжения. При балансировке конденсатором С6 выравнивается разница в усилении плеч на разных частотах. Транзисторы, кроме выходных, должны быть подобраны в пары. Полевые VT1 и VT2 подбираются по крутизне в рабочей точке и по равенству или близкому значению напряжения на истоке при рабочем токе стока 1,5 мА. Биполярные подбираются попарно по - статическому коэффициенту передачи тока («бета»). Для предвыходных повторителей этот показатель должен быть побольше, как минимум за 250. Выходные транзисторы не требуют подбора. Пример подбора пар приведён в таблице. В статье на все вопросы ответы дать невозможно. Для обсуждения схемы усилителя (тем кто захочет её повторить) прошу на форум! Там и поговорим. На фото вид усилителя в сборе и вид на установленную плату оконечного усилителя. http://www.tcaas.btinternet.co.uk/WW8-82.gif http://www.tcaas.btinternet.co.uk/index-5.htm УМЗЧ с малыми нелинейными искажениями А. Агеев (улучшенный вариант) Основные технические характеристики: Номинальная выходная мощность на нагрузке 8 Ом, Вт ......... 25 Коэффициент гармоник, %, не более........................................0,003 Скорость нарастания выходного напряжения , В/мкс, не менее 40 Номинальное входное напряжение, В......................................... 0,7 УМЗЧ состоит из двухкаскадного усилителя напряжения (ОУ DA1, DA2) и собственно усилителя мощности (VT1-VT4). Каскады на ОУ DA1, DA2 питаются от идентичных источников, образованных элементами VD1,VD2, R6, R7, 06, 07 и VD3, VD4, R14, R15, 013, 014. Средние точки этих источников питания соединены с низкоомным делителем напряжения R5R12R20, подключенным к выходу УМЗЧ, чем обеспечивается подача отслеживающих потенциалов в каскады усилителя напряжения. Цепи R16C8 и R19C10 фильтруют напряжения, питающие первые каскады, от порождаемых сигналом нелинейных пульсаций в цепях питания выходного каскада. Каскад на ОУ DA1 охвачен местной ООС (R2, R4) и усиливает сигнал в 10 раз. Поскольку на выходе каскада имеется постоянное напряжение около 1 В, он отделен от входа ОУ DA2 конденсатором С5. Второй каскад (DA2) совместно с выходным (VT1 - VT4) усиливает напряжение сигнала только в 2 раза. Коэффициент усиления этого ОУ "расходуется", таким образом, только на линеаризацию выходного каскада. Выходной каскад представляет собой известный параллельный усилитель. Резисторы R17, R18, R25, R26 корректируют его АЧХ в области высших частот. В выходном каскаде можно использовать транзисторы указанных на схеме серий с индексом Г (статический коэффициент передачи тока транзисторов VT3, VT4 должен быть не менее 30). В усилителе напряжения возможно применение ОУ К140УД8, К544УД1, однако коэффициент гармоник в этом случае возрастет примерно втрое. Стабилитроны КС515А можно заменить двумя соединенными последовательно стабилитронами Д814А. Описание усилителя и его печатные платы описаны в [УМЗЧ с малыми нелинейными искажениями. Радио 1987г. №2 Стр.27.] . А.Агеев. Усилительный блок любительского радиокомплекса. Р №8 1982 с 26 – 29 А.Агеев. Параллельный усилитель в УМЗЧ Р38 1985 стр.26-29 С17 и С18 образуют вольтодабавку для токовой стабилизации цепей базы Т3 и Т4. Их введение уменьшает Кг в десять раз и увеличивает максимальную амплитуду выходного напряжения. Усилитель работает в близком к классу А режиме. http://www.tcaas.btinternet.co.uk/ETI7-84.gif http://www.tcaas.btinternet.co.uk/EWWW6-93.gif Написал П. Вилсон http://www.vegalab.ru/index.php?option=com_content&task=view&id=91&Itemid=52 Tuesday, 23 September 2003 В усилителе мощности звуковойчастоты класса АВ, описанном в этой статье, применяются в выходном каскаде пара комплементарных полевых МОП транзисторов. Эта особенность позволяет улучшить рабочие характеристики по сравнению с эквивалентным выходным каскадом на биполярных транзисторах и позволяет упростить схему драйвера. Драйвер работает в линейном режиме класса А. В то время, когда проектировалась эта схема, силовые МОП--транзисторы с логическим уровнем управления еще не были доступны и были использованы обычные МОППТ. Применение приборов с низкимпороговым напряжением упрощает схему и снижает рассеиваемую мощность в режиме покоя. Описанный усилитель отдает эффективную мощность порядка 60 Вт в 4-омную нагрузку, при напряжении питания ±30 В. Ширина рабочей полосы частот превышает 100 кГц, но может быть изменена выбором соответствующих номиналов в цепях коррекции. Описание схемы Принципиальная электрическаясхема усилителя показана на рис. 1. Использование разделенных шин питания (±Uпит.) дает заметное снижение пульсаций источника питания и позволяет непосредственно подключить нагрузку. Выходные транзисторы VT5, VT6 включены по схеме с общим стоком (истоковый повторитель). Это дает двойное преимущество: снижается возможная паразитная генерация в мощном выходном каскаде, так как коэффициент усиления по напряжению составляет меньше единицы; исключается положительная обратная связь от теплоотвода, на котором устанавливается транзистор, так как вывод стока, электрически соединенный с корпусом, находится под постоянным напряжением. Симметричность выходного напряжения достигается подачей на затвор n-канального транзистора VT5 напряжения отрицательной обратной связи по постоянному сигналу с выхода усилителя. Использование цепи обратной связи С4, R8, R9 также позволяет предварительному каскаду на транзисторе VT4 работать при практически постоянном токе, что улучшает линейность каскада схемы управления. Диод VD1работает как "подпорка" для цепи отрицательной обратной связи, ограничивая положительное напряжениена затворе VT5. Это позволяет поддерживать симметрию сигнала при подключении нагрузки. Транзистор VT3 и резисторы R11,R12, R13 обеспечивают напряжение смещения для выходных транзисторов, переменный резистор R12 служит для регулирования выходного тока покоя изменением порогового напряжения. В схеме имеется температурная стабилизация тока покоя, так как напряжение эмиттер-база биполярного транзистора VT3 и пороговые напряжения двух МОП-транзисторов имеют температурный коэффициент, равный 0,3%/°С. Транзистор VT4 работает в режиме класса А при номинальном токе покоя 5 мА, определяемом номиналами резисторов R8, R9. Сигнал на VT4 подается от дифференциальной пары VT1, VT2. Ток покоя входного каскада составляет 2 мА и устанавливается резистором R3. Сигнал отрицательной обратной связи подается с выхода усилителя на базу VT2 через резистор R6. Элементы R7, С2 определяют коэффициент усиления при замкнутой цепи обратной связи усилителя и обеспечивают увеличение коэффициента усиления на низких частотах. Дополнительные элементы R15, С7, включенные между выходом и общим проводом, подавляют высокочастотный отклик выходного каскада, приводя к тому, что высокочастотные характеристики усилителя определятся характеристиками входного каскада. Элементы R1, R2, С1, на входе усилителя определяют входной импеданс (47 кОм) и служатдля подавления высокочастотных помех. Дополнительное подавление пульсаций напряжения источника питания, подаваемого на входной каскад, осуществляется элементами R4, C3. Дополнительные элементы схемы предназначены для обеспечения высокой стабильности всего усилителя.Значения их номиналов будутв некоторой мере зависеть от топологии печатной платы. При разработке печатной платы нужно следовать нижеприведенным правилам: 1. 2. 3. Следует применять принцип "общей земли", т.е. блокировочные конденсаторы источника питания, элементы цепей смещения и входного каскада должны располагаться в непосредственной близости к поверхности земляной шины печатной платы, устраняя тем самым воздействие тока через общую шину. Аналогично нужно подключать нагрузку, резистор обратной связи и элементы высокочастотной коррекции к общей точке (именно точке) печатной платы; Длина соединительных проводников к затворам МОП транзисторов VT5, VT6 должна быть минимальной во избежание паразитной генерации в мощном выходном каскаде. Для подавления паразитной генерации можно увеличить номинал резистора R10, но слишком большая величина резистора будет ограничивать скорость нарастания выходного напряжения. Генерацию в усилителе, вызываемую емкостной связью в базе транзистора VT4 можно убрать изменением номинала резистора R14; Сдвиг фазы в усилителе при работе на реактивную нагрузку может приводить к нестабильной работе на высоких частотах. При емкостной нагрузке генерацию на высоких частотах устраняет дроссель (без ферромагнитного сердечника). При активном сопротивлении нагрузки 8 Ом и емкости 2 мкФ индуктивность дросселя будет составлять 3 мкГн. Окончательные параметры дросселя определяются экспериментально. На рис. 2 показана топология печатной платы, которая может использоваться для схемы, показанной на рис. 1. Проектирование было проведено в соответствии с вышеуказанными правилами. Рабочие характеристики усилителя Для достижения среднеквадратичной мощности 60 Вт, ток в нагрузке с сопротивлением 4 Ома должен иметь среднеквадратичное значение 3,9 А или пиковое значение 5,5 А. Эти значения получаются из формул: где РО - выходная мощность, Вт; I - ток в нагрузке, А; U - напряжение на нагрузке, В; Im - амплитудное значение тока, A; Um - амплитудное значение напряжения, В; RH- сопротивление нагрузки, Ом. Кроме того, из (1) следует, что напряжение на нагрузке при выходноймощности 60 Вт имеет среднеквадратичное значение 15,5 В или пиковое 22 В. Чтобы получить ток истока 5,5 А, n-канальный МОП транзистор IRF532 требует напряжение затвор-исток, около 5 В. Можно сделать вывод, что напряжение смещения на затворе для достижения пиковой мощности при положительной полуволне равно Um + Uзи = 27 В. Аналогичный расчет для отрицательной полуволны при использовании p-канального МОПтранзистора IRF9532 показывает, что требуется подача отрицательного напряжения смещения на затвор значением 28 В. Следовательно, для 60-ваттного выхода будет достаточно напряжения ±30 В при условии, что подаваемое напряжение будет не ниже ±28 В под нагрузкой, т.е. импеданс источника питания должен быть менее 1 Ома. Соотношения между мощностью, отдаваемой в нагрузку и мощностью, получаемой от источника питания, показаны нарис. 3, при синусоидальном сигнале при напряжении питания ±30 В. Кривая, представляющая мощность на нагрузке, может быть легко построена с помощью (1) для различных величин тока нагрузки. Мощность, потребляемая от источника, определялась с помощью следующей формулы: где Рподв - потребляемая от источника питания мощность, Вт; Unum- напряжение источника питания, В; Inum - потребляемый усилителем ток, А. Разница между двумя значениями мощности - это мощность, рассеиваемая на МОПтранзисторах и, как можно видеть из рис. 3, она имеет пик, равный примерно 46 Вт. Предполагая, что максимальная температура окружающей среды равна 55°С, полное тепловое сопротивление между переходами двух МОП-транзисторов и окружающей средой должно быть менье 2°С/Вт. Считая, что каждый из МОП ПТ IRF532 и IRF9532 имеет тепловое сопротивление переход-корпус, равное 1,67°С/Вт, максимальная температура корпуса должна быть менее110°С и тепловое сопротивление теплоотвод-окружающая среда должнобыть меньше 1,16°С/Вт. Амплитудно-частотные характеристики усилителя при разных номиналах элементов цепи обратной связи показаны на рис. 4. Коэффициент усиления при разомкнутой цепи обратной связи равен 30 дБ, граничные частоты по уровню 3 дБ равны15 Гц и 60 кГц. Кривые при замкнутой цепи обратной связи показаны для коэффициентов усиления усилителя 100 (R7 = 470 Ом) и 20 (R7 =2,2 кОм). В обоих случаях кривые остаются плоскими в пределах +1дБ между 15 Гц и 100 кГц и нагрузке 8Ом. Скорость изменения выходного напряжения усилителя, измеренная при подаче на вход меандра амплитудой 2 В между пиками составила 13 В/мкс при нарастании и 16 В/мкс при спаде. Отклонение от этих значений может быть сбалансировано включением последовательно в цепь затвора VT6 дополнительного резистора. Суммарный коэффициент нелинейных искажений усилителя показан на рис. 5. Снижение коэффициента усиления при замкнутой петле обратной связи от 100 до 20 создает существенное уменьшение искажений. Ток покоя выходного каскада был установлен порядка 100 мА, и он может существенно влиять на величину искажений, если будет ниже 50 мА. Таблица 1 Напряжение питания, В Напряжение смещения, мВ Ток покоя, мА 35 -40 135 30 -20 100 25 +4 75 20 + 30 54 Зависимость тока покоя в выходном каскаде и выходного напряжения смещения от напряжения источника питания приведены в табл. 1. Ток покоя устанавливается, в первую очередь, потенциометром R12. Минимальное напряжение смещения получается, если движок резистора повернут до отказа против часовой стрелки, если используется топология печатной платы, показанная на рис. 2. Измерение тока проводят, подавая напряжение положительной полярности через амперметр с максимальным значением шкалы 1 А.Затем резистором R12 выставляют ток покоя, равный 100 мА при напряжении питания ±30 В. Амперметр должен быть удален из схемы перед подачей входного сигнала на усилитель. Требования к источнику питания Простой сетевой источник питания, пригодный для усилителя класса АВ, показан на рис. 6. Напряжение ±30 В берется со вторичной обмотки сетевого трансформатора с отводом от средней точки. Помехоподавляющие конденсаторы развязки по питанию С1 и С6 (рис. 1) должны быть установлены как можно ближе к выходному каскаду усилителя и служат для снижения пульсаций питания до 5,5 В между пиками при полной нагрузке. Настройка и поиск неисправностей Маловероятно, что какой-либо опытный экспериментатор будет иметь трудност ипри достижении удовлетворительных результатов при построении усилителя по этой схеме. Главные проблемы, которые следует предусмотреть - это неправильная установка элементов и повреждение МОП-транзисторов при неправильном обращении с ними или при возбуждении схемы. В качестве руководства для экспериментатора предлагается следующий перечень контрольных проверок для поиска неисправностей: 1. 2. 3. При сборке печатной платы сначала установите пассивные элементы и убедитесь в правильном включении полярности электролитических конденсаторов. Затем установите транзисторы VT1...VT4. И, наконец, установите МОП транзисторы, избегая статического заряда, замыкая одновременно выводы на землю и используя заземленный паяльник. Проверьте собранную плату на правильность установки элементов. Для этого будет полезно пользоваться расположением элементов, показанном на рис. 2. Проверьте печатные платы на отсутствие замыканий припоем дорожеки, если они есть, удалите их. Проверьте узлы паек визуально и электрически с помощью мультиметра и переделайте, если это необходимо. Теперь на усилитель может быть подано напряжение питания и выставлен ток покоя выходного каскада (50...100 мА). Потенциометр R12 сначала устанавливается по минимальному току покоя (до отказа против часовой стрелки на топологии платы рис. 2). В положительную ветвь питания включается амперметр с пределом измерения 1 А. Вращением движка резистора R12 добиваются показаний амперметра 50...100 мА. Установка тока покоя может быть выполнена без подключения нагрузки. Однако, если нагрузочный динамик включен в схему, он должен быть защищен предохранителем от перегрузки по постоянномутоку. При установленном токе покоя приемлемое значение выходного напряжения смещения должно быть меньше 100 мВ. Излишние или беспорядочные изменения тока покоя при регулировке R12 указывают на возникновение генерации в схеме или неправильное соединение элементов. Следует придерживаться рекомендаций, описанных ранее (последовательное включение в цепь затвора резисторов, минимизация длины соединительных проводников, общее заземление). Кроме того, конденсаторы развязки по питанию должны устанавливаться в непосредственной близости к выходному каскаду усилителя и точке заземления нагрузки. Во избежание перегрева мощных транзисторов регулирование тока покоя должно выполняться при установленных на теплоотводе МОП транзисторах. После установления тока покоя амперметр должен быть удален из цепи положительного питания и на вход усилителя может быть подан рабочий сигнал. Уровень входного сигнала для получения полной номинальной мощности должен быть следующим: Uвх = 150 мВ ( RH = 4 Ом, КU = 100); Uвх = 160 мВ ( RH = 8 Ом, КU = 100); Uвх = 770 мВ ( RH = 4 Ом, КU = 20); Uвх = 800 мВ ( RH = 8 Ом, КU = 20). "Подрезание" на пиках выходного сигнала при работе с номинальной мощностью указывает на плохую стабилизацию напряжения питания и может быть исправлено снижением амплитуды входного сигнала и уменьшением номинальных характеристик усилителя. Амплитудно-частотная характеристика усилителя может быть проверена в диапазоне частот 15 Гц... 100 кГц с помощью набора для звукового тестирования или генератора и осциллографа. Искажение выходного сигнала на высоких частотах указывает на реактивный характер нагрузки и для восстановления формы сигнала потребуется подбор величины индуктивности выходного дросселя L1. Амплитудно-частотная характеристика 4. 5. на высоких частотах может быть выровнена с помощью компенсационного конденсатора, включенного параллельно с R6. Низкочастотная часть амплитудно-частотной характеристики корректируется элементами R7, С2. Наличие фона (гудения) вероятнее всего происходит в схеме при установке слишком высокого усиления. Наводка на входе с высоким импедансом минимизируется использованием экранированного кабеля, заземленного непосредственно в источнике сигнала. Низкочастотные пульсации питания, попадающие с питанием во входной каскад усилителя, могут быть устранены конденсатором C3. Дополнительное ослабление фона осуществляется дифференциальным каскадом на транзисторах VT1, VT2 предусилителя. Однако, если источником фона является питающее напряжение, то можно подобрать значения C3, R5 для подавления амплитуды пульсаций. В случае выхода из строя транзисторов выходного каскада из-з акороткого замыкания в нагрузке или из-за высокочастотной генерации необходимо заменить оба МОП-транзистора, при этом маловероятно, чтобы из строя вышли другие элементы. При установке в схему новых приборов процедура настройки должна быть повторена. Выводы Используя комплементарную пару полевых МОП транзисторов IRF532 и IRF9532 и источник питания ±30 В, можно достичь следующих рабочих характеристик. Максимальная среднеквадратичная мощность: при RH = 4 Ом, Вт при RH = 8 Ом, Вт Рабочий диапазончастот, Гц Коэффициент нелинейных искажений: при f = 1 кГц, Рвых = 60 Вт,RH = 4 Ом, % при f = 1 кГц, Рвых = 32 Вт,RH = 8 Ом, % Коэффициент усиления, дБ Входной импеданс, кОм 60 32 15...100 000 0,15 0,08 25...40 47 На рис. 7, 8 показан отклик на прямоугольные импульсы частотой 1 кГц и 100 кГц, а также отклик усилителя на синусоиду частотой 1 кГци 100 кГц. Подготовлено по материалам журнала "Электроника". Радиолюбитель № 1 2002г. 120 Ваттный усилитель мощности на полевых транзисторах Написал Иво Линненберг http://www.vegalab.ru/content/view/93/52/ Tuesday, 23 September 2003 Рис. 1 В схеме УМЗЧ (рис. 1) для усиления по напряжению применен специально разработанный для звуковых применений малошумящий с низким коэффициентом гармоник ОУ NE5534 и симметричный усилитель на биполярных Т5-Т8, а усиление по току выполняет комплементарная пара мощных комплементарных полевых транзисторов Т9, Т10. Полевые транзисторы менее чувствительны к перегрузкам, чем биполярные, поэтому для защиты от замыкания нагрузки оказалось достаточно установленных в цепях затворов 12вольтовых стабилитронов, ограничивающих выходной ток до 8 А. Усилитель имеет чувствительность 0,7 В, номинальную максимальную выходную мощность на нагрузке 8 Ом соответственно 80 и 120 Вт, частотный диапазон 7 Гц...50 кГц Funkschau № Т-286, с. 71-74 Радиохобби
