Document 3759661

1
РОСЖЕЛДОР
ГОСУДАРСТВЕННОЕ ОБРАЗОВАТЕЛЬНОЕ УЧРЕЖДЕНИЕ
ВЫСШЕГО ПРОФЕССИОНАЛЬНОГО ОБРАЗОВАНИЯ
СИБИРСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ УНИВЕРСИТЕТ
ПУТЕЙ СООБЩЕНИЯ (СГУПС)
АВТОМАТИЗАЦИЯ ИЗМЕРЕНИЙ, КОНТРОЛЯ
И ИСПЫТАНИЙ
Методические указания
к выполнению курсовой работы
НОВОСИБИРСК 2010
2
УДК 681 5
Автоматизация измерений, контроля и испытаний. Методические указания к выполнению курсовой работы / Сост. Л.Н. Степанова, Е.В. Лесных. Новосибирск: Изд-во СГУПСа, 2010.- с.
Методические указания содержат задание на разработку и проектирование
функциональных электронных устройств. В качестве электронного устройства
структурно и схемотехнически разрабатываются различные типы усилителей
электрических сигналов, генераторов гармонических колебаний, генераторов прямоугольных импульсов, фильтров, компараторов.
Предназначены для студентов специальности «Стандартизация и сертификация».
Методические указания рассмотрены и утверждены к печати на заседании
кафедры «Электротехника, диагностика и сертификация».
Ответственный редактор: Л. Н. Степанова – д.т.н., профессор, заведующая кафедрой «Электротехника, диагностика и сертификация»
Рецензент: С.И.Кабанов - к.т.н., ведущий инженер ФГУП «СибНИА
им.С.А.Чаплыгина»
Степанова Л.Н., Лесных Е. В.
Сибирский государственный университет путей сообщения, 2010
3
ОГЛАВЛЕНИЕ
1 Общие методические указания……………………………………………. 5
2 Требования к оформлению курсовой работы……………………………. 5
3. Операционные усилители.…………………………………………………. 7
3.1.Общие сведения………………………………………….………………… 7
3.2 Передаточная характеристика операционного усилителя………………. 9
3.3 Анализ работы операционного усилителя……………………………….. 11
3.4 Характеристики операционного усилителя……………………………… 14
3.5 Практическое применение операционных усилителей…………………. 16
4. Расчет электронных схем на операционных усилителях…………………. 22
4.1 Усилители переменного тока……………………………………………....22
4.2 Генераторы синусоидальных колебаний………………………………….26
4.3 Импульсные генераторы……………………………………………………30
4.4 Генераторы линейно-изменяющегося напряжения……………………….31
4.5 Активные фильтры………………………………………………………….34
4.6 Компараторы…………………………………………………………………41
4
ОСНОВНЫЕ СОКРАЩЕНИЯ
ОУ – операционный усилитель;
АЧХ – амплитудно-частотная характеристика;
ФЧХ – фазо-частотная характеристика;
ЛАЧХ – логарифмическая амплитудно-частотная характеристика;
ООС – отрицательная обратная связь;
УПТ - усилитель постоянного тока;
ОС - обратная связь;
ПОС – положительная обратная связь;
ФНЧ - фильтр низких частот;
ФВЧ – фильтр высоких частот.
5
1 Общие методические указания
Курсовая работа посвящена разработке и проектированию функциональных
электронных устройств. В качестве электронного устройства структурно и схемотехнически разрабатываются различные типы усилителей электрических сигналов, генераторов гармонических колебаний, генераторов прямоугольных импульсов, фильтров и других устройств. Курсовое проектирование призвано научить
студентов практическому применению знаний, полученных ими при изучении
теоретического курса. Оно должно способствовать приобретению студентами
навыков самостоятельного решения отдельных инженерных задач, развитию их
творческой активности, научить работать с научно-технической и патентной литературой, осуществлять поиск известных технических решений, а также привить
навыки оформления текстовых и графических документов в соответствии с положениями национальных стандартов.
2 Требования к оформлению курсовой работы
2.1 Курсовая работа содержит пояснительную записку объемом 15-20 страниц рукописного или печатного текста, представленную на листах формата А4
(210х297 мм).
2.2 Работа оформляется в соответствии со стандартом организации (СТО
СГУПС 1.01 СДМ.01-2007. Курсовой и дипломный проекты. Требования к
оформлению).
2.3 В пояснительной записке должны быть следующие разделы:
- титульный лист;
- техническое задание на курсовую работу;
- содержание;
- вводная часть;
6
- проработка научно-технической литературы и обоснование выбора или
разработка функциональной схемы устройства;
- разработка и описание принципиальной схемы проектируемого устройства;
- расчет принципиальной схемы, включая расчет элементов и выходных параметров схем;
- графическая часть;
- заключительная часть (краткий анализ полученных результатов);
- список использованных источников.
Вся расчетно-пояснительная записка, включая графики, брошюруется в
твердой или полутвердой обложке.
7
3 ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ
3.1 Общие сведения
Операционным усилителем (ОУ) называется дифференциальный усилитель
постоянного тока с большим коэффициентом усиления, предназначенный для выполнения различных операций над аналоговыми величинами при работе в схемах с
отрицательной обратной связью (ООС).
В настоящее время с помощью ОУ производят усиление как постоянных, так
и переменных сигналов. Изготавливаются ОУ в виде интегральных микросхем и
содержат в своем составе десятки полупроводниковых приборов и других элементов. На основе ОУ решаются разнообразные задачи преобразования и генерирования маломощных сигналов различных форм.
Первоначально ОУ применялись в аналоговых ЭВМ для выполнения математических операций, откуда они и получили свое название «операционные усилители».
Рассмотрим наиболее широко используемые разновидности ОУ, для питания
которых используются два источника: +15 В и –15 В.
На рис. 3.1. приведен один из вариантов условно-графического обозначения ОУ.
Инвертирующий вход
Выход
Неинвертирующий вход
Выводы для подключения положительного и отрицательного
напряжений питания
+U
–U
Общий вывод
0В
Рис. 3.1. Условно-графическое
обозначение ОУ
8
Выходное напряжение ОУ можно выразить соотношением:
U ВЫХ  U ВХ 
ROC
R1 .
Кроме того, на практике используют еще одно обозначение ОУ, приведенное на
рис. 3.2. Введем обозначения напряжений, как на рис. 3.3.
Напряжение Uдиф между инвертирующим и неинвертирующим входами
называют дифференциальным напряжением (сигналом). Значение дифференциального напряжения можно определить по формуле:
U диф  U   U  .
+U
–
Инвертирующий вход
Выход
u–
+
Неинвертирующий вход
uдиф
uВЫХ
u+
–U
Рис. 3.2. Условно-графическое
обозначение ОУ
Рис. 3.3. Схема ОУ с обозначением напряжений
RОС
R1
RН
uВХ

uВЫХ
Рис. 3.4. Схема инвертирующего
усилителя
9
Одним из основных свойств ОУ является значительное усиление дифференциального напряжения и отсутствие усиления при одинаковом изменении напряжений на инвертирующем и неинвертирующем входах. Это напряжение получило
общее название синфазного напряжения (сигнала) и обозначение Uсф.
3.2 Передаточная характеристика операционного усилителя
ОУ принято характеризовать передаточной функцией вида:
U ВЫХ  f (U диф )
uВЫХ, B
10 –
8–
6–
4–
2–
-4 –
–
-2
–
–
-4
–
–
-6
–
–
-2 –
2
4
6
8
uдиф, мВ
-6 –
-8 –
Рис. 3.5. Передаточная
характеристика ОУ
На рис. 3.5 приведена типовая передаточная функция ОУ. Характеристика
может не проходить через начало координат и у различных типов ОУ она может
размещаться как слева, так и справа от начала координат. Значение напряжения
Uдиф , при котором выполняется условие UВЫХ = 0, называют напряжением смещения (смещения нуля) и обозначают UСМ.
10
Микросхемы ОУ одного и того же типа могут иметь некоторый разброс значений напряжения смещения. Для того, чтобы при нулевом усиливаемом сигнале
напряжение на выходе было равно нулю (при этом передаточная характеристика
проходит через начало координат) предусматривают меры по компенсации
напряжения смещения (балансировка, коррекция нуля и т.д.). В некоторых ОУ
предусматриваются специальные выводы для компенсации напряжения смещения
(рис. 3.6 – выводы NC). RН – сопротивление нагрузки, RП – потенциометр.
RH
Uдиф
+UПИТ
–UПИТ
+15
–15
RП
NC
0В
NC
Рис. 3.6. Схема ОУ
Диапазон выходного напряжения, соответствующий резкому возрастанию выходного параметра передаточной характеристики, называется областью усиления. Соответствующий этому диапазону режим работы называют режимом усиления (линейным, активным). При этом выходное напряжение можно выразить соотношением:
U ВЫХ  КU  U диф ,
где КU – коэффициент усиления по напряжению.
Обычно для ОУ значение КU находится в пределах 104  105. Например, для ОУ
К140УД1Б КU =1350…12·103, для ОУ К140УД14А – не менее 50 ·103.
11
Диапазоны выходного напряжения вне области усиления называются областями насыщения, а режим работы ОУ – режимом насыщения. Для режима насыщения выходное напряжение ОУ можно выразить соотношениями:
U ВЫХ  U ПИТ  3B при Uдиф 0;
U ВЫХ  U ПИТ  3B при Uдиф 0.
Чем больше коэффициент усиления КU ОУ без использования обратных связей (ОС), тем меньше тот диапазон значений напряжений Uдиф, который соответствует режиму усиления. Например, если КU = 50·10 3 и +UПИТ = – UПИТ =15 В, то
величина Uдиф не может превышать значения:
Uдиф  15/50 ·10 3 =300  10-6 =300 мкВ.
Если же наперед известно, что ОУ работает в режиме усиления, то при практических расчетах принимают Uдиф  0.
3.3 Анализ работы операционного усилителя
Рассмотрим влияние различных внешних факторов на работу ОУ. На рис. 3.7
приведена схема ОУ, поясняющая влияние синфазного напряжения на его выходное состояние. Допустим, что Uдиф = 0. На рис. 3.8 изображен график зависимости
выходного напряжения ОУ от входного синфазного. Из графика следует, что чем
больше значение синфазного сигнала, тем выше его влияние на выходной сигнал
ОУ. Если синфазный сигнал оказывается чрезмерно большим, то ОУ может выйти
из строя.
Влияние синфазного сигнала при его малых по модулю значениях характеризуют коэффициентом усиления синфазного сигнала КСФ и коэффициентом ослабления синфазного сигнала КОС. СФ:
К СФ 
U ВЫХ
U СФ ;
12
К ОС .СФ 
КU
К СФ .
Коэффициент КU всегда положителен. Коэффициенты КСФ и КОС.
СФ
могут
иметь отрицательное значение, но в справочных данных обычно указывают их
значения по модулю. Значение КСФ близко к единице, поэтому значение коэффициента КОС. СФ примерно того же порядка, что и КU. Часто коэффициент ослабления синфазного сигнала указывают в децибелах:
К ОС.СФ.дБ  20 lg КОС.СФ .
Например, для ОУ К140УД1Б при напряжении питания 12,6 В синфазный
сигнал должен находиться в пределах Uсф = –6  +6 В, коэффициент ослабления
КОС. СФ .дБ равен не менее 60 дБ, т.е КОС. СФ = 1000.
Кроме синфазного сигнала на выходное напряжение ОУ оказывают влияние
входные токи, что поясняется рис. 3.9, где во входную цепь ОУ включены два сопротивления. В зависимости от типа ОУ входные токи, которые присутствуют и
при отключенных источниках питания, могут быть положительными и отрицательными. Если во входном каскаде ОУ используются биполярные транзисторы,
то значения входных токов обычно равны от десятков нА до единиц мкА, а если
используются полевые транзисторы, то токи составляют значения в пределах от
долей пА до десятков нА. При этом на входе ОУ возникает дифференциальный
сигнал, который усилится и вызовет падение напряжения на нагрузке.
RH
UВЫХ
Uсф
=
Рис. 3.7. Схема ОУ
13
2B
UВЫХ
–UПИТ
Uсф
+UПИТ
2B
Рис. 3.8. Зависимость выходного напряжения ОУ от входного
синфазного сигнала
i+
i–
R+
RН
UВЫХ
R–
Рис. 3.9. Схема подключения нагрузки ОУ
На выходное напряжение ОУ также оказывают влияние температура окружающей
среды, напряжение питания, старение ОУ. Это влияние прежде всего проявляется
в изменении напряжения смещения UСМ, которое в зависимости от указанных
причин может принимать значения:
- на единицы – десятки мкВ при изменении температуры окружающей
среды на 1С;
- на единицы – десятки мкВ при изменении питания на 1 В;
- на доли – единицы мкВ при увеличении срока службы ОУ на 1 месяц.
14
3.4 Характеристики операционного усилителя
Динамические характеристики ОУ определяются рядом параметров. Основные
из них, наиболее часто приводимые в справочниках, - полоса единичного усиления
fT и максимальная скорость нарастания выходного сигнала V. Кроме того, используются и другие, например частоты среза, время нарастания выходного сигнала tH
и т. д. Полоса единичного усиления f1 определяется из АЧХ ОУ. Значение f1 у
большинства ОУ находится в диапазоне от десятых долей МГц до нескольких десятков МГц. В случае использования ОУ с внутренней частотной коррекцией знание его полосы единичного усиления позволяет определить полосу пропускания
разрабатываемого усилителя fп. По определению полоса пропускания усилителя
постоянного тока (УПТ) равна частоте, на которой модуль коэффициента усиления
падает на 3 дБ (в 2 раз).
В паспортных данных на некоторые ОУ не приводится значение полосы единичного усиления. В этих случаях указывается параметр tв, называемый временем
нарастания переходного процесса (при единичном усилении). Этот параметр равен
отрезку времени, в течение которого выходное напряжение на выходе усилителя с
единичным усилением изменяется от 10 до 90 % своего конечного значения при
подаче на вход идеального скачка напряжения. В том случае, если АЧХ ОУ описывается однополюсной функцией частоты (т. е. характеризуется лишь одной частотой среза), то полоса пропускания однозначно определяется через время нарастания tн: f1 = 0,35/tн.
«Компенсационная» емкость ОУ и небольшие внутренние токи ограничивают скорость изменения выходного напряжения даже при условии большого разбаланса входов. Максимальная скорость нарастания выходного напряжения ОУ V
определяется как наибольшая скорость изменения напряжения на выходе ОУ при
подаче на вход импульса максимально допустимого входного напряжения прямоугольной формы. Для интегральных ОУ значение V находится в диапазоне (0,3 -
15
50) В/мкс. Скорость нарастания V зависит от многих факторов, например, от величины коэффициента усиления усилителя, величины емкости корректирующих конденсаторов, направления изменения выходного напряжения. Так как наименьшая
скорость нарастания имеет место при единичном усилении усилителя (т. е. при
наибольших корректирующих емкостях), то именно это значение приводится в
справочниках в качестве скорости V. Причиной ограничения скорости нарастания
выходного напряжения является наличие в схеме емкостей коррекции (при встроенной коррекции), либо подключение их к определенным выводам схемы (при
внешней коррекции). Так как величина тока, отдаваемая схемой в емкость коррекции, ограничена (она определяется схемотехнической реализацией ОУ), то ограниченной будет и скорость изменения напряжения на емкости коррекции, следовательно, и на выходе ОУ. Для ОУ с внешней коррекцией скорость нарастания зависит от используемой схемы коррекции. Вследствие ограниченной скорости отклика выходного напряжения амплитуда неискаженного выходного сигнала с ростом
частоты сигнала уменьшается.
Максимальная скорость нарастания ограничена быстродействием ОУ. На практике широко используются АЧХ и ФЧХ ОУ. При этом чаще всего используется
полулогарифмический масштаб их построения, комплексный коэффициент усиления по напряжению, выраженный в децибелах. ОУ, предназначенный для универсального применения, из соображений устойчивости должен иметь такую же частотную характеристику, что и фильтр нижних частот (ФНЧ) первого порядка
(инерционное звено). Причем, это требование должно удовлетворяться, по крайней
мере, вплоть до частоты единичного усиления f1, т.е. такой частоты, при которой
|KU| = 1. На рис. 3.10 представлена типичная логарифмическая амплитудно-частотная характеристика (ЛАЧХ) скомпенсированного ОУ.
16
lg fП
lg fТ
Рис. 3.10. Типичная ЛАЧХ ОУ
ЛАЧХ ОУ - это сумма элементарных ЛАЧХ отдельных каскадов, работающих при
различных токах и нагрузках. Каждый каскад обладает своей постоянной времени
τ, которая определяет вид передаточной функции операционного усилителя:
W ( p) 
K0
(1  p ) .
Каждый каскад ОУ вносит фазовый сдвиг, равный 90°, поэтому его ФЧХ дает
запаздывание по фазе на величину n·90°, где n – число каскадов. Для работы петли
ОС требуется инверсия сигнала, т.е. переворот фазы на 180°. Для получения стабильной характеристики усиления требуется коррекция АЧХ и ФЧХ. Кроме того,
при работе в широком диапазоне частот вводится противошумовая коррекция.
3.5 Практическое применение операционных усилителей
Инвертирующий усилитель. Схема инвертирующего усилителя приведена на
рис. 3.11, из которой видно, что в ней действует отрицательная параллельная ОС
по напряжению. Так как ток i –= i+ = 0, то в соответствии с первым законом
Кирхгофа i1=i2.
17
i2
i1
R2
R1
i–
UВЫХ
Uдиф
i+
UВХ
=
R3
Рис. 3.11. Схема инвертирующего усилителя
Если ОУ работает в режиме усиления входного напряжения, то Uдиф = 0. В соответствии с этим по второму закону Кирхгофа можно записать уравнения для токов:
i1 
U ВХ
R1 ;
i2  
U ВЫХ
.
R2
Учитывая, что i1=i2, получаем
U ВЫХ  U ВХ
R2
R1 .
Коэффициент усиления по напряжению, определяющийся отношением выходного напряжения к входному, принимает вид:
KU  
R2
R1 .
Для уменьшения влияния входных токов на выходное напряжение к неинвертирующему входу подключают сопротивление R3, значение которого определяется
из соотношения:
R3  R1 R2 
R1  R2
.
R1  R2
Входное сопротивление инвертирующего усилителя на низких частотах значительно ниже собственного входного сопротивления ОУ, так как параллельная
18
ООС уменьшает входное сопротивление. Учитывая, что Uдиф  0, входное сопротивление ОУ на низких частотах приблизительно равно R1.
Следствием ООС по напряжению является то, что выходное сопротивление
инвертирующего усилителя на низких частотах становится существенно меньше
выходного сопротивления на низких частотах:
RВЫХ .ОС 
RВЫХ
R1 .
1  КU 
R1  R2
uR2
i2
uR1
i1
R1
Uдиф
R2
i–
Uдиф
i+
UВХ
Рис. 3.12. Схема неинвертирующего усилителя
Неинвертирующий усилитель, схема которого приведена на рис. 3.12, имеет
последовательную ООС по напряжению. Допустим, что i –= i+ = 0 и i1=i2. Если
ОУ работает в режиме усиления, то Uдиф = 0. По второму закону Кирхгофа можно
записать уравнения для напряжений на сопротивлениях схемы:
U R1  U ВХ ;
U R2  U ВХ  U ВЫХ .
Произведем вывод соотношения для выходного напряжения в следующей
последовательности:
U
ВХ
i1  R1  U ВХ ; i1   R
1
;
i1  i 2 ;
19
i2 
i2  R2  U ВХ  U ВЫХ ;
U ВХ  U ВЫХ
U ВХ U ВХ  U ВЫХ

; 
;
R2
R1
R2
1
1  U
U ВХ     ВЫХ ;
R2
 R1 R2 
 R 
U ВЫХ  U ВХ  1  2  .
 R 


Затем можно вывести выражение для определения значения коэффициента
усиления по напряжению:
КU  1 
R2
R1 .
Для анализа входных и выходных сопротивлений ОУ предположим, что он
работает с низкочастотным входным сигналом на входе. Поэтому при выводе соотношений будем использовать действительные (вещественные) значения RВХ,
RВХ.ОС, RВЫХ, RВЫХ.ОС. Входное сопротивление усилителя можно выразить как:

R1 
,
RВХ .ОС  RВХ  1  КU 
R1  R2 

причем КU ; RВЫХ. Заметим, что полученное выражение совпадает с приведенным выше соотношением для усилителя с параллельной ООС.
На входах ОУ присутствует синфазный сигнал, равный напряжению UВХ. Это
недостаток неинвертирующего усилителя. В инвертирующем усилителе синфазный сигнал отсутствует.
Схема вычитающего усилителя (усилителя с дифференциальным входом)
приведена на рис. 3.13,а, на которой один из входных сигналов подан на инвертирующий вход, а другой - на неинвертирующий. Предположим, что ОУ работает в
линейном режиме, для которого свойственно применение принципа суперпозиции.
20
R2
R1
R3
UВЫХ
R3
UВХ 2
«а»
= UЭКВ
UВХ 2
UВХ 1
RЭКВ
«а»
R4
R4
а)
б)
Рис. 3.13. Схема вычитающего усилителя (а), преобразование цепи,
подключенной к неинвертирующему входу (б)
Для использования данного принципа предположим, что UВХ 2 = 0, тогда выходное
напряжение ОУ (обозначим его UВЫХ) будет определяться соотношением:
'
U ВЫХ
 U ВХ 1 
R2
R1 .
Если, наоборот, принять UВХ1 = 0, то выражение для выходного напряжения
UВЫХ удобнее вывести, используя теорему об эквивалентном генераторе. На
рис.3.13,б приведено преобразование цепи, подключенной к неинвертирующему
входу.
Используя указанную теорему, можно записать выражения для определения
следующих значений элементов эквивалентного генератора:
U ЭКВ  U ВХ 
R4
R3  R4 ;
RЭКВ  R3 R4 
R3  R4
.
R3  R4
Напряжение на выходе UВЫХ будет определяться выражением, соответствующим неинвертирующему усилителю:
 R 
R4
"
U ВЫХ
 U ЭКВ  1  2   U ВХ 2 
R3  R4
 R1 
 R 
 1  2  .
 R1 
21
В соответствии с принципом суперпозиции, общее напряжение на выходе ОУ
будет определяться суммой двух напряжений:
"
'
U ВЫХ  U ВЫХ
 U ВЫХ
 U ВХ 2 
 R 
R4
R
 1  2   U ВХ 1  2 .
R3  R4  R1 
R1
Если для упрощения принять R1=R2=R3=R4 , то уравнение для выходного
напряжения принимает вид:
U ВЫХ  U ВХ 2  U ВХ1 .
На рис. 3.14 представлен повторитель напряжения на основе ОУ. Он представляет собой не что иное, как неинвертирующий усилитель, в котором сопротивление резистора R1 равно бесконечности, а сопротивление резистора R2 – нулю
(К = 1). Существуют специальные ОУ, предназначенные для использования только
в качестве повторителей, они обладают улучшенными характеристиками, в основном, более высоким быстродействием. Усилитель с единичным коэффициентом
усиления называют иногда буфером, так как он обладает изолирующими свойствами (большим входным сопротивлением и малым выходным).
R1
UВЫХ
UВХ
Рис. 3.14. Повторитель напряжения
22
4. РАСЧЕТ ЭЛЕКТРОННЫХ СХЕМ НА ОПЕРАЦИОННЫХ
УСИЛИТЕЛЯХ
4.1. Усилители переменного тока
Использование интегральных ОУ позволяет значительно упростить схемотехнику усилителей переменного тока. При этом возможны два подхода к проектированию подобных устройств. Первый подход основан на способе построения
многокаскадных усилителей переменного тока с RC-цепями связи и замене транзистора интегральным ОУ. При этом нижняя граница полосы пропускания определяется параметрами цепей связи.
Второй подход основан на использовании для усиления переменного напряжения УПТ. В таком усилителе все каскады связаны по постоянному току. Нижняя
граница полосы пропускания формируется входными и выходными RC-цепями.
На рис. 4.1,а приведена схема усилителя переменного тока с частотно-зависимой цепью ОС. Входной сигнал Евх подается непосредственно на неинвертирующий вход ОУ. Формирование требуемой ЛАЧХ, показанной на рис.4.1,б, выполняется сложной цепью коррекции на элементах R ОС , С1, R2, С2 .
При частотах, близких к нулевым, конденсатор С2 разрывает связь инвертирующего входа ОУ с общей шиной, что при Rвх_ОУ→∞ эквивалентно К = 1, т.е.
100% ООС. С увеличением частоты входного сигнала сопротивление конденсатора С2
Z C2 
1
C 2
уменьшается, что приводит к понижению коэффициента передачи цепи ООС.
Суммарный коэффициент передачи усилителя при этом увеличивается.
23
К(ω)
20lgK0
DY
-20 дб/дек
20lg
YC
 Rос 
1 

R2  +20 дб/дек

0
1/Т21
1 / Т 11'
-20 дб/дек
'
1/Тoy 1 / Т 21
1/Т22
ω
Рис. 8.36 ЛАЧХ усилителя переменного тока и операционного усилителя
а)
б)
Рис. 4.1. Схема усилителя переменного тока с частотно-зависимой цепью обратной связи (а) и его ЛАЧХ (б)
Пример расчета 1. Спроектировать усилитель переменного тока со следующими
параметрами: нижняя частота fн = 20 Гц, верхняя частота fв = 20 кГц, коэффициент усиления KU
ООС
=100, сопротивление генератора R
ген
= 1 кОм, темпе-
ратурный диапазон Т = -60… +60°С.
1. При решении задачи сначала выберем тип ОУ, позволяющий реализовать заданные условия. Для практической реализации усилителя переменного тока с требуемыми параметрами необходим ОУ с определенным значением коэффициента
усиления KU0 и fв верхней частоты полосы пропускания, т.е. должно выполняться неравенство
f в  KU _ ООС  f1 ,
(4.1)
где f1 – частота единичного усиления ОУ.
Согласно формулы (4.1) получим
f1  f В  KU _ ООС = 2· 104·100 =2·106 Гц.
Выбираем ОУ типа К 140УД22; Uп = ± 15 В,   ±5 %.
Требуемые параметры усилителя и значения элементов цепи ООС связаны соотношением:
24
R2 C 2 
1
;
2f н
RОС С1 
1
;
2f В
K U _ ООС  1 
(4.2)
RОС
R2
Условия (4.2) позволяют получить бесконечное число сочетаний параметров элементов цепи ООС усилителя, удовлетворяющих заданным требованиям. Для получения единственного решения можно воспользоваться условием компенсации
дрейфовой составляющей выходного напряжения ОУ, обусловленной конечными
значениями входного тока ОУ. Тогда выполняется условие [2]
RвыхОУ  RОС  R1
(4.3)
2. Используя выражения (4.2) и (4.3), найдем значения элементов цепи ООС:
RОС = R 1 = 1 кОм;
R2 
RОС
1000

= 10,1 Ом.
( K ОС  1) (100  1)
Принимаем R2 = 10 Ом.
C1 
1
1

 7,9 нФ;
2f В  RОС 2  2 10 4 10 3
С2 
1
1

=790 мкФ.
2  f н  R2 2  20 10
Принимаем С1 = 7,5 нФ, С2 = 1000 мкФ.
3. Уточним реальную полосу пропускания и коэффициент усиления в усилителе
fн 
1
1

 15,92 Гц;
2R2 C 2 2 1 10 3 10
fв 
1
=
2  RОС  С1
КU _ООС = 1 +
1
 2,12·104 Гц;
9
2  10  7,5  10
100
 101 .
1
3
25
4. Уточним выбор типа усилителя:
KU_ООС· fB = 101 · 2,12 · 104 = 2,141 ·106 Гц < f1 = 5·106 Гц.
Следовательно, выбранный тип ОУ обеспечивает получение требуемых параметров усилителя.
5. Определим изменение приведенного напряжения дрейфа усилителя. При этом
будем считать, что в исходном состоянии дрейфовые составляющие скомпенси-
dI в х dU см

рованы. При выполнении условия
приведенное напряжение дрейфа
dT
dT
равно
 dU 
Eдр _ пр   см   T = 20·10-6·60 = 1,2 ·10-3 В.
 dT 
6. Напряжение смещения в режиме покоя выходного напряжения равно:
U cм  15·0,05 = 0,75 В. Полагая, что в процессе работы усилителя его независи-
мыми входными параметрами являются коэффициент усиления KU0, напряжение
смещения нуля Есм, приведенное напряжение дрейфа Едр пр и выходное напряжение
Uвых0, выходное напряжение усилителя будет равно:
U в ых _ у 

KU 0 ( R2  RОС )  KU 0 Eсм  Eдр _ пр
R2 U в ых0
=
 2 

RОС  R2 ( KU 0  1)  K U 0
U в ых _ у
( R2  RОС )  U в ых _ у 
5 103 1,2 10 3  0,75


 6,26 10 2 В.
2
15  3
(5 10)
7. Абсолютное изменение выходного напряжения
U вых _ у  U вых _ у  U вых _ у  6,26  102  12  0,7512В.
Расчеты показали, что дрейф режима покоя усилителя практически полностью
определяется дрейфом напряжения входного смещения. Поэтому для уменьшения
26
этой составляющей цепи входного смещения желательно питать стабильным напряжением.
4.2 Генераторы синусоидальных колебаний
На основе ОУ могут быть построены самые разные виды генераторов гармонических колебаний. Если требуется получить синусоидальное переменное напряжение низких или средних частот, то удобнее всего применять один из вариантов
RC- генераторов. В зависимости от конкретного применения генератор может использоваться как источник регулярных импульсов. В качестве основных характеристик следует отметить устойчивость работы, точность, регулируемость или способность генерировать колебания определенной формы.
На рис. 4.2 приведена схема моста Вина. При выполнении условия
R3 R1 C 2


R4 R2 C1
в устройстве возникают автоколебания, частота которых определяется формулой
2 
1
R1 R2 C1C 2
.
В частотно-зависимой ветви моста Вина обычно используют равные сопротивления и равные емкости R1 = R2 = R, C1= C2 = C, а частоту автоколебаний находят
из соотношения (4.4)
f0 
1
.
2RC
(4.4)
Автоколебания возникают при условии, что коэффициент усиления усилителя, составленного из ОУ и резисторов R3 и R4, больше трех, т.е. должно выполняться
неравенство вида
R3
 3.
R4
27
Установившиеся автоколебания в замкнутой цепи возможны только при условии точного равенства единице коэффициента петлевого усиления на частоте f0.
Однако для возникновения автоколебаний необходимо, чтобы вначале коэффициент петлевого усиления был больше единицы. После возникновения автоколебаний их амплитуда стабилизируется на таком уровне, при котором за счет нелинейного элемента в петле коэффициент усиления снижается до единицы.
Принцип работы генераторов синусоидальных колебаний основан на использовании в цепях обратной связи фазосдвигающих или резонансных элементов (моста Вина, сдвигающих RC- цепей и т.д.). Для того, чтобы амплитуда сигналов на
выходе генератора синусоидальных колебаний оставалась постоянной, необходима строго регулируемая обратная связь. Для стабилизации амплитуды сигнала генератора применяются нелинейные элементы (диоды, стабилизаторы, терморезисторы и т.д.).
Для получения гармонических колебаний с малыми искажениями используют
инерционно-нелинейную цепь ООС ОУ. Необходимый характер нелинейности
обеспечивается тогда, когда с ростом амплитуды сигнала уменьшается сопротивление R3 или увеличивается сопротивление R4.
При использовании моста Вина с R1 = R2 и C1=C2 на резисторе R3 падает в два
раза большее напряжение, чем на резисторе R4.
Пример расчета 1: Рассчитать схему генератора на основе моста Вина на частоту
f = 40 кГц.
Из формулы (4.4) определяем RC.
RC 
1
1
и C
2  f 0
2   f 0  R
Затем задаем сопротивление R и рассчитываем емкость С из формулы (4.4).
При выполнении условия R1 = R2 = R = 50 кОм величина емкости С равна
C
1
 0,08 10 9 = 0,08 пФ.
6
2  3,14  40  50 10
28
Выбираем сопротивления резисторов R3 , R4 так, чтобы соблюдалось неравенство
(4.2) и (R3 +R4) > Rвых, где Rвых – выходное сопротивление.
R1
R3
A1
C1
R2
C2
R4
Uвых
Рис. 4.2. Схема генератора синусоидальных колебаний с мостом Вина
В [4] рассмотрен принцип работы и расчет схемы автогенератора с инвертирующим усилителем, схема которого приведена на рис. 4.3. В такой схеме используется фазосдвигающая трехзвенная RC-цепь.
Будем считать входное сопротивление усилителя достаточно большим, чтобы
можно было пренебречь его шунтирующим действием. Обозначим вспомогательные потенциалы, показанные на рис. 4.3, как UA, UB .
Тогда в соответствии с принятым допущением можно записать
U mOС 
UB  R
j
 UB 
,
1
(
1

j

)
(R 
)
j C
где τ = RС – постоянная времени.
(4.5)
29
–
+
Um_вых
Рис. 4.3. RC-генератор с инвертирующим усилителем
Запишем уравнение Кирхгофа для узлов А и В:
для узла А
jC (U m _ вых  U A ) 
UA
 jC (U A  U B ) ;
R
для узла В
jC (U A  U B ) 
UB
UB

.
R (R  1 )
j C
Из этих уравнений можно найти вспомогательный потенциал UB
(1  j )( )2
U B  U m _ вых 
.
1  6( )2  j (5  ( )3 )


(4.6)
Частотный коэффициент передачи цепи ОС равен
KОС ( j ) 
U m _ ОС
U m _ вых
.
Подставим полученное в (4.6) соотношение для UB в соотношение (4.5) и после
преобразований получим
j ( ) 3
K ОС ( j )  
.
1  6( ) 2  j (5  ( ) 3 )


Условие возникновения стационарного колебания K ОС ( j г )  K  1 приводит к
30
уравнению


1  6( г ) 2  j 5( г )  ( ) 3 ( K  1)  0 .
(4.7)
Приравнивая вещественную и мнимую части формулы (4.7) нулю, найдем, что
г 
1
; K ( г )  29 .
6
Для начала процесса самовозбуждения необходимо обеспечить коэффициент
усиления К > 29, а последующее нарастание амплитуды колебания должно ограничиваться нелинейной усилительной характеристикой с соответствующим снижением усиления до К =29. Если фазосдвигающая RC - цепь содержит четыре звена, то К > 18,4, пять звеньев – К > 15,4.
4.3 Импульсные генераторы
Принцип работы генераторов прямоугольных импульсов, как и вообще всех генераторов, основан на использовании цепи положительной обратной связи (ПОС)
в ОУ. Однако в отличие от генераторов синусоидальных колебаний такие схемы
имеют активное сопротивление в цепи ПОС. Наиболее простые из схем прямоугольных генераторов на ОУ обычно строят, охватывая ОУ цепями ПОС и ООС.
Причем, ПОС по своему действию во времени должна быть опережающей по
сравнению с ООС. Тогда цепь ПОС обеспечивает лавинообразный переход генератора из одного состояния в другое, а цепь ООС совместно с цепью ПОС ограничивает время пребывания устройства в каждом из состояний.
На рис. 4.4 приведена схема простейшего генератора прямоугольных импульсов на основе ОУ. В генераторе цепь ПОС выполнена на основе резистивного делителя R2, R3, а цепь ООС содержит пассивный интегратор R1, C1. Если уровни
ограничения выходного напряжения ОУ одинаковы по модулю и равны +Uогр ,
- Uогр, то коэффициент ПОС определяется как
31
п 
R2
( R2  R3 ) .
U(t)
Uогр
–
βп Uогр
+
Uвых
0
t
- βп Uогр
- Uогр
а)
б)
Рис. 4.4. Схема простейшего генератора прямоугольных импульсов
Период колебаний Т находится из выражения
T  2 ln
(1   п )
R
 2С1 R1 ln( 1  2 2 ) .
(1   п )
R3
При выполнении условия, когда в устройстве осуществляется равенство сопротивлений R2 = R3 , период колебаний составляет T = 2,2 · RC .
4.4 Генераторы линейно-изменяющегося напряжения
На рис. 4.5 приведена схема генератора пилообразного напряжения, в котором отрицательная обратная связь в ОУ2 осуществляется с помощью интегрирующего конденсатора С. При этом входная емкость C2 увеличивается в (1 +К) раз.
32
Временные диаграммы работы схемы приведены на рис. 4.5,б, где ОУ А1 работает как компаратор напряжения, срабатывающий в тот момент времени, когда
напряжение на его неинвертирующем входе U2 переходит через нуль. Напряжение
U2, в свою очередь, зависит от напряжения на выходе схемы Uвых.
При напряжении Uвых1 = Еогр+
выходное напряжение Uвых изменяется почти по
линейному закону.
t
U вых (t )   E  огр
где 
экв=
 экв
,
R Cэкв = RC(1+К) =  К, так как диод VD закрыт.
В момент времени t1 напряжение Uвых достигает значения
U
_
вых0

 E  огрtи1

,
при котором U2 становится равным нулю, т.е.

U 2   U  вых0  ( Eогр U  вых0 )  0 ,
где  
(4.8)
R4
.
( R3  R4 )
U
VDVD
VD
VD
Uвых1
VD
Е
ОУ1
+
+ + ++
–

огр

U вых
0
ОУ2
– – ––
U
Uвых
+
– ––
–
+ ++
–
+
t0
VD
а)
t

Uвых0
t н1

Еогр
UМ
t н3
t н2
б)
Рис. 4.5. Схема автоколебательного генератора пилообразного напряжения (а);
б - временные диаграммы работы генератора
Напряжение Uвых1(t1) компаратора скачком изменяется от значения Е+ огр до
33
Е- огр и после момента времени t1 напряжение Uвых изменяется почти по линейному
закону от U
-
вых0 до
U+ вых. Амплитуда напряжения на выходе схемы равна

Uм = U вых0 +U
1
где   (
+
вых
= (E

огр
U_
в ых0
)
tи 2
1
,
(4.9)
R1  R2
)  C , так как диод открыт.
R1  R2
Из формулы (4.9) следует, что
t обр  tи 2 
UM 
E  огр  U  вых0
.
(4.10)
При достижении напряжением Uвых уровня U+ вых будем иметь
U 2  U+ вых – ( E _ огр +U+ вых0 )  =0.
(4.11)
Компаратор ОУ1 срабатывает, его выходное напряжение в момент времени t2 изменяется скачком от значения
E _ огр
до
E  огр
, а выходное напряжение схемы
после момента времени t2 линейно уменьшается от U +вых0 до U -вых 0 . Амплитуда
выходного напряжения схемы определяется выражением

Uм = U вых0 +U+вых0= ( E  огр  U+вых0 )
tи

,
откуда
tи 3  t раб 
U M
.
E  огр  U  вых0
Из выражений (4.8) и (4.11) найдем, что
U  вых0
U

вых0
 E  огр
 E

огр
R4
R3
R4
R3
.
Следовательно, амплитуда выходного сигнала определяется из формулы
U M  =( U  в ых0  U+вых0 =(E +огр + E  огр
)
R4
.
R3
(4.12)
34
При Е+ огр =Е- огр= Еогр получим U+ вых 0=
U M  2 Eогр
U – вых0 ,
R4
.
R3
(4.13)
Подставляя из (4.13) величину UM в (4.10) и (4.12), определяем длительности
t раб  2   2 R2C
tобр
R4
,
R3  R4
RR
R4
 2   2( 1 2 )C
R1  R2 ( R3  R4 )
..
1
4.5 Активные фильтры
Простейшие RC-цепи представляют собой фильтры первого порядка при условии холостого хода на выходе. Подключение RC-цепи ко входу ОУ позволяет
обеспечить режим, близкий к холостому ходу и при этом можно обеспечить необходимый коэффициент усиления. Такое сочетание ОУ с RC-цепью образует активный фильтр [4].
Функция активного ФНЧ n –го порядка имеет вид
K ( p) 
K
1  a1 p  a2 p 2  ...  an p n ,
где К – коэффициент усиления на постоянном токе; p = j  .
Для RC- фильтра первого порядка К(jω) имеет вид
K
K ( j ) 
.
1  jRC
( 4.14)
Значение постоянной времени RC может быть выбрано из того условия, что на
частоте среза
K (0 )
1

. Откуда следует, что ω0 =(RC)-1 .
K
2
35
Для обеспечения требуемого коэффициента усиления можно подключить RCфильтр к входу неинвертирующей схемы на ОУ (рис.4.6). Системная функция
фильтра может быть получена из равенства потенциалов на входах ОУ
U вх ( p ) U вых ( p )

1  RCp
K , откуда
K ( p) 
K
1  RCp .
–
Uвх(p)
+
Uвых(p)
Рис. 4.6. Фильтр низких частот первого порядка на идеальном ОУ (неинвертирующий каскад)
Заменим p = jω и получим K(jω) в точном соответствии с соотношением
(4.14).
Другой вариант схемы ФНЧ первого порядка с инвертирующим усилителем
изображен на рис. 4.7. По аналогии с расчетом инвертирующего каскада можно
Uвх(p)
Uвх(p)
–
Uвх(p)Uвх(p)
Uвых(p)
+
Uвых(p)
Uвых(p)
Uвых(p)
Рис. 4.7. Фильтр первого порядка на идеальном ОУ (инвертирующий каскад)
36
записать, что
U в х ( p) R2
1
Cp
1
R1  R2
Cp
откуда K ( p) 
K
, где
1  R2 Cp
K 

U вых R1
1
R1  R2
Cp
.
R2
. Частота среза фильтра равна ω0 =(R2 C)-1 .
R1
Фильтры второго порядка строятся либо на основе схем, в которых используются сложные цепи ООС, либо с использованием цепей ПОС. Пример схемы ФНЧ
с двойной петлей ООС показан на рис. 4.8.
–
Uвх(p)
+
Uвых(p)
Рис. 4.8. Схема фильтра
низких частот с двойной петлей ООС
U (p)
вх
Uвх(p)
Uвых(p)
Uвх(p)
Uвых(p)
Передаточную функцию фильтра можно получить изUвых
двух
(p) уравнений. Первое
из них находится из уравнений Кирхгофа для узла А
U в х ( p)  U A   U
R1
A
Cp 
U A U A  U вых ( p)

.
R
R2
Второе уравнение находится из условия виртуально замкнутых входов ОУ:
UA
 U в ых  Сp . После преобразований получим выражение для системной функR
ции активного ФНЧ второго порядка
37
K ( p) 
где K  
K
.

 RR
1   2  R2  R Cp  RR2 (Cp) 2
 R1

R2
 коэффициент усиления инвертирующего каскада.
R1
Активный фильтр с петлей ПОС показан на рис.4.9. В петлю положительной
ОС включен конденсатор С, петлю ООС образует делитель, состоящий из резисторов R1, (K-1)R1, где К – коэффициент усиления каскада на постоянном токе. Системную функцию найдем из уравнений Кирхгофа для узла А
U вх ( p)  U A
 (U A  U вых )Cp 
R
(U A 
U вых ( p)
)
K
R
и из условия равенства потенциалов на входах ОУ
UA
U
 вых .
1  RCp
K
После преобразований получим системную функцию для ФНЧ второго порядка
(рис.4.9)
K ( p) 
K
.
1  (3  K ) RCp  ( RCp ) 2
Пример расчета 3. Рассмотреть активный фильтр низкой частоты по схеме на
рис.4.10 со следующими параметрами: полоса пропускания Δf =0…20 Гц; коэффициент передачи в диапазоне рабочих частот равен К =100.
38
Uвых(p)
Uвх(p)
Uвх(p)
Uвх(p)
Uвых(p)
Uвых(p)
–
+
Uвых(p)
Uвх(p)
Рис. 4.9. Схема фильтра низких частот второго порядка с цепью ПОС
К(ω)
–
20lgK0оос
+
Uвых(p)
Uвх(p)
0
а)
ωв=1/Т0ос1
1/Т42
ω
б)
Рис. 4.10. Схема фильтра низких частот (а) и ее логарифмическая АЧХ (б)
Решение.
1. Верхняя круговая частота полосы пропускания равна
в  2  f в  2  20  40 .
2. Для реализации схемы используем операционный усилитель К140УД22 с
параметрами
KU0 =5·104 ; ТОУ=1,59·10-3 с.
3. Определим требуемый коэффициент передачи цепи ООС по постоянному
току
KUООО 
KU 0
(1  KU 0  K ч ) ,
(4.15)
39
где Кч – коэффициент передачи четырехполюсника, включенного в цепь ООС
усилителя (рис.4.10)
Kч 
Rкор
( Rкор  RОС )
Из (4.15) следует, что K ч 
.
( K U 0  K U _ ООС )
KU _ ООС  K U 0
=(5·104 -100)/ (5·104) =9,98·10-3.
4. Найдем требуемую постоянную времени
TООС 2 
1
в

1
 7,96 ·10-3 с.
40
5. Для выбранной схемы имеем Tч1 = R ОС· СОС ; Тч2 =
RОС Rкор СОС
( Rкор  RОС )
, т.е.
Тч1 > Тч2, и KU0Kч = 499 >>1. Тогда с достаточной точностью можно полагать,
что ТООС2= Тч2 = RОС·СОС . Допустим Rкор = 1 кОм. Тогда RОС = KUООС ·Rкор = 100
кОм;
СОС
Т ООС 2 7,96  10 3


 79,6 нФ. Полагаем СОС = 75 нФ.
RОС
100  103
Пример расчета 3.
На рис.4.11 приведена схема фильтра высоких частот
(ФВЧ) (а) и ее ЛАЧХ (б). Используя ОУ типа К 140УД20, спроектировать активный фильтр высокой частоты с коэффициентом передачи KU0= 50 и нижней
частотой полосы пропускания fн = 500 Гц, ТОУ= 15,9·10-3 с.
40
К(ω)
–
+
Uвых(p)
Uвх(p)
0
а)
1/Тч2
1/Т0ос1
1/TООС1
1/T
42
б)
ω
б)
Рис. 4.11. Схема фильтра высоких частот (а) и ее ЛАЧХ (б)
Решение.
1. Нижняя круговая частота полосы пропускания
н  2  f н
=
= 2π · 500 = 103 π.
2. Коэффициент передачи цепи ООС на высокой частоте находится как
bОС
RОС 2
( KU 0  KU ) (3 10 4  50)



 19,96·10-3 .
( RОС1  RОС 2 ) ( KU 0  KU )
3 10 4  50
3. Передаточная функция активного фильтра высоких частот (рис.4.11) имеет
вид [2]
WОУ ООС ( p ) 
KU 0
KUООО (Tч 2 p  1)
1

 KUООО
 (Tч 2  p  1) ,
p
(1  Wч ( p )  KU 0 ) (T  K  T ) 
(
T

1
)
ООС
1
ч2
U0
ч1
(1  KU 0 )
где Tч1 = RОC2 · СОС ; Tч2=(RОС1 +RОС2)СОС ; KU _ ООС 
KU 0
.
(1  KU 0 )
(4.16)
Для цепи ООС согласно формуле для передаточной функции (4.16) выполняется
неравенство вида Tч1 < Tч2 . Однако KU0 >> 1 и можно считать, что TООС =Tч1 =
= RОС · СОС . Принимаем RОС =2,4 кОм. Тогда величину емкости СОС находим как
Cос 
1
( RОС 2   н )

1
 0,13 мкФ.
(2,4 10 3 10 3  )
41
4.Определим сопротивление резистора RОС 1:
KU  1 
RОС1
или
RОС 2
RОС1  ( KU  1)  RОС 2 ;
RОС1  (50  1)  2,4  117,6 кОм.
5. ЛАЧХ идеального фильтра высокой частоты после    н должна иметь постоянный коэффициент передачи до частоты ω = ∞. Однако в реальной схеме из-за
неидеальности ОУ, начиная с некоторой частоты ЛАЧХ будет иметь асимптоту с
наклоном – 20 дБ/ дек. Поэтому фильтр высоких частот, схема которого приведена
на рис.4.11,а является фильтром высокой частоты.
В рассматриваемом случае Tв 
fв 
TОУ
15,9 10 3

 1,59·10-5 с.
(1  KU 0bОС ) (1  10 4 19,96 10 3 )
1
1

 10,0 кГц.
2  Tв 1,59 10 5  2
4.6 Компараторы
Компараторами называют устройства, выполняющие функцию сравнения
двух сигналов. С их помощью фиксируются моменты равенства сравниваемых
сигналов. Компараторы находят широкое применение в системах преобразования
аналоговых сигналов в цифровые, в ключевых регуляторах и стабилизаторах
напряжения, где требуется определять моменты равенства двух сигналов. В идеальном компараторе его выходное напряжение может принимать только два значения, одно из которых соответствует логическому нулю, а второе - логической
единице.
В ряде случаев в схему компаратора на ОУ вводят цепь ПОС. Пример схемы
такого типа приведен на рис.4.12,а. Она организована на основе одновходового
инвертирующего компаратора. Введение в схему компаратора ПОС способствует
42
ускорению процесса переключения, повышает помехоустойчивость компаратора,
под которой понимается его нечувствительность к внешним помехам и случайным воздействиям (в том числе и к воздействию собственного шумового напряжения). Компараторы с ПОС иногда называют компараторами с защелкиванием
или компараторами с регенерацией. В компараторе-защелке для его возвращения
после переключения в исходное состояние требуется дополнительное различие в
сравниваемых сигналах, равное 2∆U. Такой компаратор обладает петлей гистерезиса (рис. 4.12,б).
Uвых
–
+
U(1)
Uвых(t)
а)
-ΔU
0
+ΔU
uа-uб
U(0)
б)
Рис. 4.12. Схема компаратора с цепью ПОС (а) и его гистерезисная
характеристика (б)
Для характеристики свойств компараторов помимо типовых для ОУ параметров используется ряд специфических. К таким специфическим параметрам прежде
всего относится время задержки переключения tзад . Время задержки соответствует
промежутку времени от момента подачи на вход компаратора испытательного перепада напряжения до момента, когда выходное напряжение компаратора в процессе своего установления достигнет определенного уровня (обычно 50 %) по отношению к своему установившемуся значению.
Однопороговыми компараторами называются устройства сравнения, для которых коэффициент усиления используемого усилителя всегда остается положитель-
43
ным. Из этого следует, что при работе такого устройства всегда присутствует некоторая неидентифицируемая область определения уровня входного напряжения,
т.е. существует погрешность определения уровня входного напряжения. В качестве однопороговых устройств сравнения могут использоваться ОУ без цепей ОС
или с положительной ОС, для которой коэффициент передачи обратной связи удовлетворяет неравенству
bОС 
1
.
KU 0
Анализ работы схемы, приведенной на рис. 4.13,а, показывает, что срабатывание компаратора происходит в момент равенства нулю напряжения между инвертирующим и неинвертирующим входами ОУ. Используя данное устройство,
Uвых
Uвых max
–
Uвых max/KUO
+
- Uвых max/KUO
Uвх
- Uвых max
Рис. 4.13. Схема детектора нуля (а) и ее передаточная характеристика (б)
можно построить на ее основе устройство сравнения входного напряжения с некоторым наперед заданным эталонным уровнем напряжения. Для этого достаточно неинвертирующий вход ОУ (рис. 4.14,а) подключить к общей шине через источник ЭДС. В этом случае при идеальности ОУ (Rвх→∞) напряжение между инвертирующим и неинвертирующим входами достигнет нулевого уровня, когда
уровень и полярность входного напряжения Uвх будут в точности равны параметрам эталонного источника Еэт. На рис. 4.14,б, в показаны передаточные характе-
44
ристики схем сравнения для случаев Еэт > 0 и Еэт < 0 соответственно. Напряжение
Еэт называют порогом срабатывания устройства сравнения.
Uвых
Uвых max
Eэт
0
U вх
- Uвых max
а)
б)
Uвых
–
Uвых max
+
Еэт
U вх
- Uвых max
в)
г)
Рис. 4.14. Однопороговая схема сравнения со смещенным порогом срабатывания
(а) и ее передаточные характеристики для случаев Uэт > 0 (б) и Uэт < 0 (в) и схема
с цепью ПОС (г)
Регенеративными (гистерезисными) называют схемы сравнения, у которых передаточная характеристика неоднозначна. Для ОУ это возможно только в том слу-
45
чае, когда усилитель охвачен
цепью ПОС с коэффициентом передачи, удов-
летворяющим условию
bос 
1
KU 0 .
На рис. 4.15 приведена гистерезисная схема сравнения (а) и ее передаточная характеристика (б). Предположим, что в некоторый момент времени входное напряжение схемы равно нулю, а на ее выходе присутствует напряжение положительной полярности +Uвых max. Тогда к неинвертирующему входу ОУ приложено
положительное напряжение
U вх.н 
U вых max  RПОС 2
( RПОС1  RПОС 2 )
–
+
а)
46
Uвых
Uвых
U
Uвых
max
вых
max
UUотот
0
UU
срcp
UU
вхвх
-Umax
вых max
- Uвых
б)
Рис. 4.15. Гистерезисная схема сравнения (а) и ее передаточная характеристика (б)
Поэтому рассматриваемое состояние является устойчивым и может поддерживаться сколь угодно долго до тех пор, пока изменяющееся входное напряжение не достигнет этого же уровня. В этот момент произойдет изменение выходного напряжения ОУ от + Uвых max до - Uвых max. Вследствие этого на неинвертирующем входе
ОУ установится напряжение
U в х.н  
U в ых max  RПОС 2
.
( RПОС1  RПОС 2 )
До тех пор, пока входное напряжение не достигнет такого же уровня, установившееся состояние схемы будет устойчивым.
Таким образом, напряжения срабатывания и отпускания определяются следующим образом
U ср  
U в ых max  RПОС 2
( RПОС1  RПОС 2 )
U от  
U в ых max  RПОС 2
.
( RПОС1  RПОС 2 )
(4.17)
47
Для получения различных напряжений срабатывания и отпускания в цепи
ПОС ОУ необходимо использовать четырехполюсник, коэффициент передачи которого зависит от полярности его входного напряжения. Пример такого устройства приведен на рис. 4.16,а.
–
Uд
Uвх
Uвых
Uвых
Uвых max
- Uвых min
Uд
Uвх
Uд
а)
min
Uд
U
 RU 2 max  RПОС2
 ВЫХ max  ПОСВЫХ
RПОС1  RПОСR2 ПОС1  RПОС2
- Uвых min
Uд
U
R
 ВЫХ max ПОС2
RПОС1  RПОС2
- Uвых min
Uвх
- Uвых min
U
R
 ВЫХ max ПОС2
RПОС1  RПОСU2 вых
Uвых max
Uвых
Uвых max
- Uвых
–
Uвых max
–
U ВЫХ max  RПОС2

RПОС1  RПОС2
+
Uвх
max
+
Uвых
U+вых
б)
Рис. 4.16. Гистерезисная схема сравнения с цепью нелинейной ПОС (а) и ее передаточная характеристика (б)
В данном случае коэффициент передачи цепи ПОС для положительных выходных напряжений ОУ практически не зависит от уровня этого напряжения и
определяется падением напряжения на прямо смещенном диоде VD. При отрица-
48
тельных выходных напряжениях диод VD заперт и напряжение отпускания определяется из (4.17). На рис. 4.16,б приведена передаточная характеристика данной
схемы сравнения. Очевидно, что передаточная характеристика, показанная на
рис. 4.16,б, несимметрична относительно начала координат.
Пример расчета 5. Используя ОУ типа К140УД1А, рассчитать схему сравнения с
порогом срабатывания – 0,1 В. Погрешность срабатывания не должна превышать
0,1 %.
Решение.
1. Для реализации исходных требований воспользуемся схемой на рис.4.14,а.
2. ОУ типа К140УД1А имеет следующие параметры: Uп = ± 6,3 В; КU0 = 900,
UВЫХ _MAX = ± 4,5 В.
3. Диапазон изменения входного напряжения для заданного ОУ составляет
U вх 
2U ВЫХ _ MAX
KU 0
=
2  4,5
= 0,01 В.
900
В данном случае погрешность определения уровня 0,1 В составит
 U 
вх 
  
 100 % =

2
U
ср 

 0,01 

 100 % = 5 %.
 2  0,1 
4. Полученная погрешность больше заданной. Поэтому необходимо либо
уменьшить напряжение U ВЫХ _ MAX , используя цепь нелинейной ООС, либо
увеличить коэффициент усиления КU0 введением цепи ПОС.
5. Введем в схему цепь ПОС. Требуемый диапазон входных напряжений определится как
2U ср
100

2  0,1 0,1
 2 10 4 В.
100
Необходимый для получения найденного U вх коэффициент передачи цепи
ПОС равен
49
2U ВЫХ _ MAX
KU _ ПОС 
U вх

2  6,3
 6,3  104 .
4
2  10
Коэффициент передачи цепи ПОС определится как
bос 
KU 0 
1 
1 
900 
1 
1

  1,09 10 3 .
4

KU 0  KU _ ПОС  900  6,3 10 
6. Для обеспечения требуемого порога срабатывания Uср с помощью внешнего
делителя задается напряжение смещения на неинвертирующий вход ОУ. По
справочнику для ОУ К140 УД1А входной ток составляет i вх = 5·10-6 А. Используя условие iдел >> iвх, зададим iдел =100 iвх, тогда сопротивление делителя определится как
Rдел 
Uп
6,3

 12,6 кОм.
iдел 5 10 4
Сопротивление резистора Rдел1 , непосредственно задающего порог срабатывания, равно
Rдел1 
U ср  Rдел
Uп

0,112,6
 0,2 кОм.
6,3
Тогда Rдел2 = Rдел – Rдел1= 12,6 – 0,2 = 12,4 кОм.
7. Найдем сопротивление резистора RПОС в цепи ПОС (рис. 4.14)
bос 
RПОС =
Rдел1  Rдел 2
;
( Rдел1  Rдел 2 )  RПОС
Rдел1  Rдел 2
= 0,2 ·12,4 / 12,6·1,09·10-3 = 180,3 кОм.
Rдел  bОС
Выбираем RПОС = 180 кОм.
8. Требуемое входное сопротивление схемы сравнения равно
Rв х 
Rдел1  Rдел 2
0,2 12,4

 0,196 кОм. Принимаем Rвх = 0,2 кОм.
( Rдел1  Rдел 2 )
12,6
50
Пример расчета 6. Разработать гистерезисный компаратор, пороги срабатывания
и отпускания которого соответственно равны: Uср =0,65 В; Uот= - 1,2 В. Для использования ОУ Uвых max =| - Uвыхmin | = 12 В; Rвх =10 кОм.
Решение:
1. Схема разрабатываемого гистерезисного компаратора соответствует
рис. 4.16,а.
2. Коэффициент передачи цепи ПОС, обеспечивающий получение заданного
порога отпускания в соответствии с формулой (4.17) равен
bОС 
U ОТ
1,2

 0,1
U выхMAX
 12
3. Сопротивления резисторов RПОС1, RПОС2 определим из условия
RПОС1  RПОС 2
 Rв х.
( RПОС1  RПОС 2 )
4.Тогда с учетом того, что bОС 
RПОС1 
RПОС 2
, определим RПОС1
( RПОС1  RПОС 2 )
b R
Rв х 10
0,1100

 100 кОм; RПОС 2  ОС ПОС1 
 11,1 кОм.
bОС 0,1
(1  bОС )
(1  0,1)
Принимаем RПОС2 = 11 кОм.
51
Библиографический список
1. Расчет электронных схем. Примеры и задачи / Изъюрова Г.И., Королев Г.В.,
Терехов В.А. и др. – М.: Высшая школа, 1987.- 335 с.
2. Опадчий Ю.Ф., Глудкин О.П., Гуров А.И. Аналоговая и цифровая электроника: учеб. для вузов по специальности «Проектирование и технология радиоэлектронных средств» / под ред. Глудкина О.П.- М.: Горячая линияТелеком, 2002.- 786 с.
3. Павлов В.Н., Нолин В.Н. Схемотехника аналоговых электронных устройств:
учеб.для вузов по напр. «Радиотехника», «Электроника и микроэлектроника» . М.: Горячая линия – Телеком, 2001.- 320 с.
4. Быстров Ю.А., Мироненко И.Г. Электронные цепи и микросхемотехника .
М.: Высшая школа, 2002.- 384 с.