Метод.разраб. по ЛР

ПРИЛОЖЕНИЕ № 1«Краткие теоретические сведения и исходные данные для
расчетов»
9.1. Схема с ФТ:
Исходные данные для расчёта: транзистор 2N3904 (≈ К Т375А), структура n-p-n,
Rб  755 кОм RК  2 кОм E  15 B h21Э (t1 )  104.8 h21Э (t 2 )  104.85
E З  0,78 B
I кб0  16.67 мкА b  0.1 h21Э  0.05
a  0.02 Rвх  150 Ом t1  25 0 C t 2  65 0 C
U 0б  0.75 В
E  U 0б
, где E - источник питания коллекторной цепи, U 0б - напряжение
Rб
смещения база – эмиттер, R б - сопротивление базы.
Ток смещения базы I 0б 
Ток покоя коллектора
I 0 k  h21э I б  (1  h21э ) I кб0 ,
где h21э - коэффициент передачи по току,
I кб0 - обратный ток коллектора.
Напряжение коллектор – эмиттер
U кэ  E  I 0 k Rk ,
где Rk - сопротивление коллектора.
Суммарное изменение коллекторного тока при изменении t 0 - ры:
I k  I k1  I k 2  I k 3 ,
где:
Rб
R б  Rвх
изменение коллекторного тока, обусловленное изменением I кб0 , где в свою очередь
I k1  I кб0 (1  h21э )
I кб0  b  I кб0 (e at  1) -
изменение обратного тока коллектора.
I k 2 
h21э
Rб
 I 0k 
R б  Rвх
R б  Rвх
изменение коллекторного тока, обусловленное изменением h21э .
I k 3  U 0б
h21э
R б  Rвх
изменение коллекторного тока, обусловленное
изменением U 0 б , где
U 0б 
t
( Eз  U 0б ) 293
изменение напряжение смещения база – эмиттер при изменении температуры,
Eз - ширина запрещенной зоны ( Eз = 0,78 В).
"
U 0б  U бэ
 U бэ'
9.2. Схема с ФН:
Исходные данные для расчёта: транзистор 2N3904 (≈ К Т375А), структура n-p-n.
Rд1  200 кОм
Rд2  16 кОм
RК  2 кОм
E  15 B h21Э (t1 )  104.8 h21Э (t 2 )  104.85
E З  0,78 B I кб0  19.76 мкА b  0.1 h21Э  0.05
a  0.02 Rвх  150 Ом t1  25 0 C t 2  65 0 C
Ток делителя через R1 :
I д1 
E U 0б
.
R д1
Ток делителя через R2 :
I д2 
U 0б
R д2
Сопротивление резисторов в цепи базы:
Rб 
Rд1 Rд2
Rд1  Rд2
U 0б  0.75 В
Ток базы:
I 0б  I д1  I д2 ,
Ток покоя коллектора:
I 0 k  h21э I б  (1  h21э ) I кб0 ,
Напряжение коллектор – эмиттер:
U кэ  E  I 0 k Rk ,
Изменение тока коллектора от температуры:
I k 
h21э U 0
,
h11э  Rб
где
U 0  2.2  10 3 t c  (0.03  0.06) В –
параметр, который учитывает сдвиг характеристики прямой передачи ik  f (U бэ ) ; (0.03  0.06) технологический разброс.
9.3. Схема с ЭС:
Исходные данные для расчёта: транзистор 2N3904 (≈ К Т375А), структура n-p-n,
RД1  82 кОм
E  15 B
RД2  10 кОм
RК  7.5 кОм
RЭ  1 кОм
h21Э (t1 )  104.8 h21Э (t 2 )  104.85 E З  0,78 B
a  0.015 Rвх  150 Ом t1  25 0 C
Глубина обратной связи
R h
F  1  э 21э ,
Rб  Rэ
где
R R
Rб  д1 д2 ,
Rд1  Rд2
Коэффициент нестабильности


h21б
S T  1 
 1  R э  Rэ

R1 R 2

где
h
h21б  21э .
1  h21э






1
,
t 2  65 0 C
I К  867,3 мкА U КЭ  7.624 В
I 0б  4.3 мкА
U 0б  0.75 В
I кб0  3.9 мкА b  0.1
h21Э  0.05
Если ST  2  10 , то считают стабилизацию
удовлетворительной.
9. ПРИЛОЖЕНИЕ № 2 «Краткие теоретические сведения; исходные данные для
расчетов; обработка результатов эксперимента »
9.1. Расчетная часть:
1) рассчитать коэффициенты усиления при включении УЭ с ОБ, ОЭ, ОК: К, Ке, Кр, Кi для области
средних частот. За среднюю частоту принять частоту fср=10 кГц.
2) рассчитать входные и выходные сопротивления Rвх и Rвых, эквивалентную входную емкость
Свх; рассчитать значения параметров h11э, h11б, h11к, Y22э, Y22б, Y22к;
3)
найти граничные частоты fгр.верхн. для трех схем включения УЭ.
Данные для расчета: транзистор 2N3904 (КТ375Б).
Паспортные данные для транзистора:
 
h21эмин = 50; h21эмах = 280; Ск = 5pF; fгр = 250 Мгц; к
300 пс;
Rкэ равно от 40 до 60 Ом ( в режиме насыщения);
Ikо = 7,5мА; Rвых транзистора равно от 15 до 30
кОм (собственное, без учета внешних нагрузок).
Внутреннее сопротивление источника сигнала Rг = 1,0 кОм; сопротивление нагрузочного резистора Rк
в коллекторной цепи транзистора Rк = 510 Ом; сопротивления резисторов делителя в цепи базы для
схем с ОЭ и ОБ: Rб1 = 101 кОм; Rб2 = 15 кОм; для схемы с ОК – Rб1 = 400 кОм; Rб2 = 150 кОм.
Расчеты производятся в соответствии с методиками, изложенными в литературе, указанной в разделе 3
данной методической разработки.
9.2. Пояснения к теоретическим расчетам:
1) Для всех трех схем (ОЭ, ОБ, ОК) сопротивления Rб1 и Rб2 по переменному току включены
параллельно:
Rб 
Rб1  Rб 2
Rб1  Rб 2
2) При отключенной внешней нагрузке (Rн =  ) сопротивление нагрузки для транзистора равно Rн =
Rк = 510 Ом
3) При подключенной внешней нагрузке (Rн = 360 ом) сопротивление нагрузки для транзистора Rн по
переменному току равно параллельному соединению Rк и Rн:
R н 
Rк  Rн
Rк  Rн
9.3. При обработке результатов экспериментов необходимо учитывать следующее:
1) для схемы с общим эмиттером коэффициент усиления по току
Ki 
Iвых
,
Iвх
где Iвх 
Uвых
Eг  Uвх
, Iвых 
;
R н
Rг
2) .для схемы с общей базой коэффициент усиления по току
Ki 
I вых
,
Iвых  Iвх
где Iвх и Iвых - см. выше;
3) для схемы с общим коллектором коэффициент усиления по току
Ki 
Iвых  Iвх
,
Iвх
где Iвх и Iвых - см. выше.
4) входные и выходные сопротивления вычисляются по данным табл.1 экспериментальных данных:
Rвх 
 UвыхRнагр 

Uвх
 1
 Rг ; Rвых  Rнагр 360Ом  
 Uвых

Eг  Uвх
Rнагр 360 Ом


5) чистое, т.е. собственное входное сопротивление усилительного элемента (транзистора) h11э, h11б,
h11к (без учета Rб1 и Rб2) определяется:
- для схем с ОЭ и ОК h11 
Rвх  Rб
,
Rб  Rвх
- для схемы с общей базой h11б = Rвхб
6) выходная проводимость усилительного элемента Y22э, Y22б, Y22к определяется:
Y22 
Rк  Rвых
Ом 1
Rк  Rвых
9.4. Данные для построения логарифмической шкалы при обработке результатов эксперимента:
L, мм – выбранный размер интервала (1-10);
1-2
1-3
1-4
1-5
1-6
1-7
1-8
1-9
1-10
L*0,3 L*0,47 L*0,6 L*0,7 L*0,78 L*0,85 L*0,9 L*0,95 L
9. ПРИЛОЖЕНИЕ № 3 «Краткие теоретические сведения; исходные данные для расчетов»
9.1. Основные сведения об обратных связях в усилительных устройствах
Обратной связью называется связь между цепями в усилительном устройстве, при которой энергия
сигнала передается в направлении, обратном нормальному, т.е. с выхода на вход..
В усилительных устройствах широко применяется отрицательная ООС.
Цели ее применения:
а)
уменьшение нелинейных искажений и помех;
б)
уменьшение линейных (иначе - частотных и переходных)
искажений;
в)
повышение стабильности параметров при воздействии на
усилитель дестабилизирующих факторов (изменение температуры
окружающей среды, питающего напряжения и др.),
г)
изменение в желаемом направлении входного или выходного
сопротивлений усилителя.
ООС дает столь большой положительный эффект, что ее применяют, несмотря на то, что при этом
снижается коэффициент усиления.
Усилитель и цепь ОС образуют замкнутую структуру, которая называется петлей ОС.
Коэффициент передачи сигнала вдоль петли ОС называется петлевым усилением Т (или возвратным
отношением). Для определения петлевого усиления петлю ОС в произвольном месте (чаще на входе
усилителя) разрывают, на выходе разомкнутой петли включают сопротивление Rвх, которое было
подключено к точкам разрыва до операции размыкания петли, и для получаемой схемы находят
коэффициент передачи по напряжению или по току. Это и будет усиление Т. Под возвратной
разностью (или глубиной ОС) понимается величина
F = 1 — Т.
Этот показатель показывает, как изменяются многие показатели усилительного устройства от введения
ОС (Ке, q , Кг и др.).
В зависимости от знака действительной части Т на рабочих частотах различают положительную
и отрицательную ОС. При ПОС действительная часть Т положительна. При ООС возвратное
напряжение
Uос противофазно с Uвх, и сигналы от источника сигнала и из цепи ОС на входе усилителя вычитаются.
Это и определяет название ООС.
Если в рабочем диапазоне частот Т не
зависит от частоты, то ОС называется частотно-независимой. В противном случае ОС - частотнозависимая.
В зависимости от устройства формирования ОС на выходе усилителя различают следующие
виды ОС: по току, по напряжению и комбинированную по выходу.
При ОС по току напряжение ОС пропорционально выходному току. ОС по току получают
обычно, включая резистор в цепь выходного тока усилителя последовательно с нагрузкой.
При ОС по напряжению напряжение ОС пропорционально выходному напряжению. Для
получения такой ОС можно использовать резисторный делитель, трансформатор или
автотрансформатор.
При комбинированной по выходу ОС напряжение ОС содержит две составляющие. Одна из
них пропорциональна выходному току, а другая -выходному напряжению.
На рис. 1 лабораторной работы приведены все три схемы формирования ОС по выходу
усилителя:
- ОС по напряжению - напряжение ОС, пропорциональное выходному напряжению, снимается с
резистора (нагрузки) Rк и через резистор 1,9 кОм подается на вход усилителя с помощью
переключателя «D» - переключатель замкнут;
- ОС по току – напряжение ОС снимается с резистора Rэ, включенного последовательно с
нагрузкой Rк (переключатели «А», «В» «С» и «D» - разомкнуты);
- комбинированная по выходу ОС - одновременно работают обе схемы формирования ОС.
В зависимости от устройства ввода ОС различают следующие виды ОС: последовательную,
параллельную и комбинированную по входу.
При последовательной ОС напряжение ОС подается на вход усилителя последовательно с
сигналом.
При параллельной ОС напряжение ОС подается на вход усилителя параллельно с сигналом.
При комбинированной по входу ОС сигнал связи содержит две составляющие, одна из
которых вводится на вход усилителя последовательно с источником сигнала, а другая - параллельно.
На рис. 1 лабораторной работы приведены все три схемы формирования ОС по входу усилителя:
- параллельная ОС - напряжение ОС через резистор 1,9 кОм подается на вход усилителя (с помощью
переключателя «D» - переключатель замкнут) параллельно с сигналом;
- последовательная ОС – напряжение ОС, снимаемое с резистора Rэ, подается на вход усилителя
последовательно с сигналом (конденсатор «С» - отключен) ;
- комбинированная по входу ОС – работают одновременно обе схемы
Для полной характеристики усилителя с ОС необходимо указать:
1) - способ введения напряжения ОС на его вход; 2) - знак ОС; и 3) - способ получения напряжения ОС
на выходе усилителя.
В схеме по рис. 1 лабораторной работы, таким образом, приведены три схемы ОС:
- параллельная ООС по напряжению;
- последовательная ООС по току;
- комбинированная по входу ООС, комбинированная по выходу.
Влияние ОС на коэффициенты усиления не зависит от способа получения сигнала ОС, а
определяется только способом введения сигнала ОС на вход усилителя.
При последовательной ОС ток входной цепи, а значит и усиление по току не меняется, а
происходит сложение напряжений. Если ОС отрицательна, то сигнал ОС вычитается из напряжения
источника сигнала, и усиление по напряжению уменьшается. При ПОС наоборот усиление по
напряжению увеличивается.
При параллельной ОС напряжение на входе усилителя, а значит и коэффициент усиления
усилителя по напряжению не меняются. Изменяется коэффициент усиления по току. Если ОС
отрицательна, то ток ОС вычитается из тока от источника сигнала, и усиление по току уменьшается.
При ПОС наоборот усиление по току увеличивается.
При комбинированной по входу ОС
составляющая последовательной ОС влияет только на коэффициент усиления по напряжению, а
составляющая параллельной ОС — только на коэффициент усиления по току.
При ООС все коэффициенты усиления уменьшаются, а при ПОС - увеличиваются.
Сквозной коэффициент усиления при любом способе введения ОС меняется одинаково. Для
расчета используется формула
Kеос 
Kе
F
Kеос - сквозной коэффициент усиления с учетом ОС; Kе сквозной коэффициент усиления до
введения ОС, F - глубина ОС.
где
Важное полезное свойство ООС - уменьшение нестабильности параметров усиления, и в
первую очередь нестабильность сквозного коэффициента усиления, при воздействии
дестабилизирующих факторов.
Относительную нестабильность сквозного коэффициента усиления можно рассчитать по двум
значениям этого показателя, полученным в разных условиях, по формуле
q
Kе Ке1  Ке2

,
Kе
Ке1
где Ке1 и Ке2 - сквозные коэффициенты усиления, например, при изменении питающего напряжения.
От введения ООС нестабильность усиления изменяется по формуле
qеос 
qе
F
При ООС F > I и нестабильность уменьшается. Физически это объясняется тем, что, например,
при увеличении усиления под действием любых дестабилизирующих факторов, сигнал на выходе
усилителя увеличивается. Это приводит к увеличению сигнала ОС. При этом из сигнала от источника
вычитается больший сигнал ОС, сигнал на входе усилительной части схемы уменьшается, что
приводит к уменьшению выходного сигнала. При ПОС наоборот, нестабильность усиления
увеличивается.
Второе полезное свойство ООС - уменьшение нелинейных искажений и помех. Напряжение
гармоник или помех в усилителе с ОС можно рассчитать по формуле
Uпос 
где
Uп
F
Uп - напряжение гармоник и помех до введения ОС, F - глубина ОС.
При ООС F >1, и напряжение гармоник или помех уменьшается. Физически это объясняется
тем, что напряжение гармоник или помех по петле ООС возвращается в точку своего возникновения с
противоположной полярностью и вычитается из исходного напряжения помех.
Третье полезное свойство ООС - уменьшение линейных искажений. Для усилителей
гармонических сигналов линейные искажения надо рассматривать как частотные.
Можно показать, что для простых усилителей от введения ОС граничные частоты меняются по
формулам
fнгрос 
fнгр
fвгрос  fвгр  F ,
F
где fнгр и fвгр - нижняя и верхняя граничные частоты до введения ООС
При ООС F > 1 и fнгрос - уменьшается, а fвгрос - увеличивается, т.е. при ООС
протяженность частотного диапазона, где АЧХ равномерна (а значит нет линейных искажений),
больше. Физическое объяснение этого явления совпадает с объяснением стабилизации коэффициента
усиления. Цепь ООС реагирует на изменение входного сигнала одинаково, независимо от физических
причин, вызывающих это изменение. При ПОС усиление возрастает, но протяженность диапазона
частот с равномерной АЧХ сокращается.
От введения ОС изменяется входное сопротивление усилителя. Это изменение не зависит от
способа получения сигнала ОС на выходе усилителя, а определяется способом введения сигнала ОС во
входную цепь усилителя. Влияние ОС на входное сопротивление описывается формулой Блекмана:
Rвхос  Rвх 
где
Fог
F г
Rвхос - входное сопротивление с учетом ОС, Rвх - входное сопротив-ление до введения ОС,
Fог - глубина ОС при нулевом внутреннем сопротивлении источника сигнала,
F г - глубина ОС при бесконечно большом внутреннем сопротивлении источника сигнала.
Величина Fог определяется составляющей последовательной ОС; при параллельной ОС Fог =
1.
При последовательной ОС, таким образом,
Rвхос = Rвх • Fог ;
Если ОС отрицательна, то входное сопротивление увеличивается, так как Fог >1. Физически это
объясняется тем, что при ООС напряжение связи
вычитается из сигнала от источника сигнала и для восстановления того же напряжения на входе
усилителя, что было до введения ОС, надо увеличивать
напряжение, отбираемое от источника сигнала. При ПОС наоборот, входное сопротивление
уменьшается.
При параллельной ОС
Rвхос 
Rвх
F г
.
Если ОС отрицательна, то F г > 1 и входное сопротивление уменьшается. Физически это
объясняется тем, что при ООС ток связи вычитается из сигнала от источника сигнала, и для
восстановления того же тока на входе усилителя, который был до введения ОС, надо увеличивать ток,
отбираемый от источника сигнала. При ПОС входное сопротивление увеличивается.
При комбинированной по входу ОС две
составляющие сигнала ОС действуют независимо друг от друга. В соответствии с формулой Блекмана
они изменяют входное сопротивление в противоположных направлениях. Значение входного
сопротивления после введения ОС зависит от
соотношения составляющих в сигнале комбинированной ОС. При отрицательной ОС входное
сопротивление увеличивается, если преобладает последовательная ОС и уменьшается, если
преобладает параллельная ОС. Для практических целей полезен случай, когда последовательная ОС и
параллельная ОС уравновешивают друг друга. При этом от введения ОС и изменения ее глубины Rвх
не изменяется. Такое свойство полезно, когда источником сигнала является длинная линия, в которой
для устранения отраженных волн надо поддерживать режим согласования. Это достигается при
постоянстве входного сопротивления усилителя.
От введения ОС меняется и выходное сопротивление усилителя. Под выходным
сопротивлением усилителя понимается внутреннее сопротивление эквивалентного генератора, которым
относительно нагрузки может быть заменена выходная цепь усилителя. Изменение выходного
сопротивления от введения ОС не зависит от способа ввода сигнала ОС на вход усилителя, а
определяется только способом получения сигнала ОС на выходе усилителя. Влияние ОС на выходное
сопротивление определяется формулой Блекмана.
Rвыхос  Rвых 
Fон
F н
где Rвыхос - выходное сопротивление с учетом ОС; Rвых - выходное сопротивление до введения
ОС; Fон - глубина ОС при нулевом сопротив-лении нагрузки; F н - глубина ОС при бесконечно
большом сопротив-лении нагрузки.
Величина Fон определяется составляющей ОС по току, при ОС по напряжению Fон = 1.
Величина F н определяется составляющей ОС по напряжению, при ОС по току F н = 1.
При ОС по току, таким образом
Rвыхос  Rвых  Fон
Если ОС отрицательна, то Fон >1, и выходное сопротивление увеличивается. Физически это
объясняется тем, что ООС по току стабилизирует выходной ток. Свойством постоянства выходного тока
обладает источник заданного тока с бесконечно большим внутренним сопротивлением. ООС по току
приближает выходную цепь усилителя по своим свойствам к источнику заданного тока. При ПОС
выходное сопротивление наоборот уменьшается.
При ОС по напряжению
Rвыхос 
Rвых
F н
Если ОС отрицательна, то выходное сопротивление уменьшается. Физически это объясняется тем,
что ООС по напряжению стабилизирует выходное напряжение. Свойством постоянства выходного
напряжения обладает источник э.д.с. с нулевым внутренним сопротивлением. ООС по напряжению
приближает выходную цепь по своим свойствам к источнику э.д.с. При ПОС выходное сопротивление
наоборот - увеличивается.
При комбинированной по выходу ОС две составляющие сигнала ОС действуют независимо
друг от друга. В соответствии с формулой Блекмана они изменяют выходное сопротивление в разных
направлениях. Значение выходного сопротивления после введения комбинированной по выходу ОС
зависит от соотношения составляющих ОС по току
и по напряжению в общем сигнале ОС. При ООС выходное сопротивление увеличится, если
преобладает ОС по току, и уменьшится, если преобладает ОС по напряжению. Для практических целей
полезен случай, когда ОС по току и по напряжению уравновешивают друг друга. При этом от введения
ОС и изменения ее глубины Rвых не изменяется. Такое свойство полезно, когда нагрузкой усилителя
является длинная линия, в которой для устранения отраженных волн надо поддерживать режим
согласования. Это достигается при постоянстве выходного сопротивления усилителя.
В усилителях систем многоканальной связи широкое применение находит ООС с большой
глубиной. Усилитель с глубокой ООС обладает принципиально важным свойством: коэффициент
усиления усилителя с
глубокой ООС не зависит от коэффициента усиления усилительной части схемы, а зависит только от
коэффициента передачи цепи ОС. Это свойство вытекает из уравнения
Kеос 
Kе
Kе
1


F 1    Kе 
Из этого свойства следует важное практическое правило: если нужно изменять коэффициент усиления
усилителя с глубокой ООС, то
регулирующий элемент должен включаться в цепь ООС и регулировать величину  . Свойство
усилителя с глубокой ООС - зависимость коэффициента усиления от коэффициента передачи цепи ООС
- практически применяется в усилителях многоканальной связи и для коррекции амплитудно-частотных
искажений сигнала в линиях связи. Сигнал при распространении по линии связи искажается, так как
затухание линии связи растет с увеличением частоты сигнала.
Для достижения такого свойства в усилителе применяют частотно-зависимую ООС. Схема
усилителя с корректором амплитудно-частотных искажений показана на рис. 1 (задание 2; п.2.3
лабораторной работы).
9. ПРИЛОЖЕНИЕ №4. Краткие теоретические сведения; исходные данные для расчетов
ШИРОКОПОЛОСНЫЕ И ИМПУЛЬСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
9.1. Основные понятия
Основным каскадом широкополосного и импульсного усиления является резисторный каскад, на базе
которого, применяя те или иные схемы коррекции, проектируют широкополосные и импульсные
усилители. От правильного выбора режима работы транзистора и сопротивления в цепи коллектора Rк
существенно зависит качество каскада. Критерием качества широкополосного каскада является понятие
площади усиления П = Кеср*fгр. Критерием качества импульсного каскада является понятие
импульсной добротности Д 
Kеср
.
tу
Для некорректированного резисторного каскада П и Д связаны между собой зависимостью П = 0,35*Д,
вытекающей из известной зависимости t y  0,35 f гр . Понятия П и Д позволяют обоснованно
выбрать тип транзистора, режим его работы и сопротивление нагрузки, исходя из заданного усиления в
области средних частот (в области средних времён)
К еср , заданной верхней граничной частоты f гр ,
или заданного времени установления
t y . Площадь
усиления П и импульсная добротность Д транзисторных каскадов достигает оптимального значения П *
и Д * при
вполне определённых оптимальных сопротивлениях
П  П*
(или
Д  Д * ), Rk  Rk
*
,
I ok  I ok
*
R* к
, оптимальных токах
необходимая величина
f гр
I ok  I ok * . При
(или
t y ) обычно не
обеспечивается. Увеличение f гр (уменьшение t y ) до необходимой величины обеспечивается за счёт
применения обратных связей или элементов коррекции.
Применение обратных связей для улучшения АЧХ на верхних частотах применяется очень часто. При
введении частотно-независимой (активной) ОС заданную верхнюю граничную частоту f гр (или t y )
обычно удаётся обеспечить, хотя при этом несколько снижается П (или Д).
Если же в такой каскад ввести элементы высокочастотной коррекции, т. е ввести в него зависящие от
частоты цепи ОС, то необходимая величина f гр (или t y ) обычно может быть обеспечена даже при
некотором увеличении П (или Д). В широкополосных и импульсных усилителях в качестве элементов
в.ч. коррекции наиболее часто используются элементы последовательной по входу ООС по току.
9.2. Некорректированный резисторный каскад (рис. 1).
Оптимальную величину сопротивления в цепи коллектора, при которой П достигает максимального
значения, можно вычислить по соотношению:
 Т R / Г Еок  U ок 
Rк
 / T Cк   Т RН  СН 
*
где RН , СН - ёмкость и сопротивление нагрузки;
Еок , U ок - напряжение источника питания и напряжение на коллекторе в точке покоя;
Cк , rб rб , fт - параметры транзистора, приводимые в справочнике;  T  (26...29)10 В температурный потенциал перехода база-эммитер (при 20С для германиевых транзисторов).
3
'
Среднее время пролёта носителей через область базы:
Т 
1
 Сэп rэ
2fT
R / г  Rбг  rб ; Rбг 
Rб  Rг
/
//
; Rб  ( R б  R б ) // Rб 2  Rб 2
Rб  Rг
При заданных Еок и U ок оптимальный ток покоя определяется по формуле I
*
ок

1
( Eok  U ok )
*
R
к
Сквозной коэффициент усиления в области средних частот (средних времён) некорректированного
резисторный каскад
К еср 
  h21э Rкн
Rбг  Rв х
,
где

Rб
Rб  Rг
;
Rвх  rб  rэ (1  h21э ) ; Rкн 
Величина сопротивления эмитерного перехода
/

Т
rэ 
I
*
ок
;

rэ
Rк  Rн
Rк  Rн
равна
h21э
1 h21э
Величина верхней граничной частоты f гр определяется выражением
f гр  1
2в ,
где постоянная времени в области верхних частот:
в 
Кеср 

(Ск  Т
 Сн )( R / г  rэ )   R / г Сн  ,
Rкн
к   

где к = (2-3) - поправочный коэффициент
При известных Кеср и fгр вычисление П, Д и tу выполняется по соотношениям раздела 9.1 данного
приложения.
9.3. Каскад с частотно-независимыми цепями ОС (рис. 5).
Введение частотно-независимой отрицательной ОС (ООС) по току достигается посредством
включения в цепь эмиттера резистора Rэ, не шунтированного конденсатором. Это расширяет полосу
частот каскада,
увеличивая верхнюю граничную частоту каскада с ОС
f грос  f гр
F
,
G
где F- глубина ОС в области средних частот
F  1
Rэ(1  h21э )
,
Rбг  Rвх
f грос
в соответствии с выражением:
G – проигрыш в площади усиления,
обусловленный введением ОС по току
G = 1+N*(F-1);
N - коэффициент, связывающий параметры транзистора с данными источника сигнала и нагрузки:
R / г  rэ  R / г
N
R / г С н
/
R г  rэ 
Cк   Т RН  С Н
;
Площадь усиления каскада с ОС
Пос  К есрос  f грос
Так как при введении ОС сквозной коэффициент усиления уменьшается в F раз, т.е.
К есрос 
К еср
F
,
то выражения для Пос, Дос, tуос принимают вид:
Пос  К еср f грос 
t yос 
К еср
F
 f гр
F П

G G
0,35
ос
Дос 
f грос
0,35
С физической точки зрения снижение площади усиления или импульсной добротности объясняется
тем, что ОС по току мало реагирует на уменьшение выходного. напряжения, вызванного влиянием
емкости нагрузки Сн и частично влиянием емкости Ск. Такая ОС реагирует на уменьшение тока
коллектора с повышением частоты, что обусловлено в основном влиянием
ёмкости эмиттерного перехода. Это приводит к тому, что f грос растёт медленнее чем падает
площадь усиления Пос уменьшается по сравнению с П некорректированного каскада.
К еср ,
9.4. Каскад с эмиттерной коррекцией (рис. 5).
Если в каскаде с ОС по току резистор Rэ шунтировать конденсатором малой ёмкости Сэ , то получим
каскад с эмиттерной коррекцией. При усилении гармонических сигналов принцип её работы можно
объяснить следующим образом.
Для частот fн и fср конденсатор малой ёмкости Сэ имеет большое сопротивление и практически не
оказывает влияния на работу каскада в этих областях частот. Следовательно, на этих частотах действует
лишь Rэ, уменьшая коэффициент усиления в F раз. При повышении частоты сопротивление
конденсатора Сэ (по абсолютному значению) уменьшается и становится соизмеримым с Rэ. Поэтому
при повышении частоты глубина ОС постепенно
уменьшается, вызывая увеличение коэффициент усиления. На практике элементы ОС стараются
подобрать таким образом, чтобы рост коэффициент усиления не превышал уменьшения коэффициент
усиления, вызванного реактивностями транзистора и нагрузки. В этом случае получают
оптимальную АЧХ. Увеличив Сэ, можно получить АЧХ с подъёмом в области верхних частот. Этот
подъём иногда используют для компенсации спада АЧХ в других каскадах.
При усилении импульсных сигналов принцип работы схемы эмиттерной коррекции можно объяснить
следующим образом. Так как конденсатор Сэ мгновенно зарядиться не может, то в момент воздействия
переднего фронта П-образного импульсного сигнала напряжение ОС на элементах коррекции Сэ и Rэ
отсутствует, всё входное напряжение прикладывается к участку
база-эмиттер, что усиливает ток базы и ток коллектора. При этом конденсаторы Сн , Ск и т. д. таким
большим током заряжаются быстрее, т.е время установления каскада уменьшается.
По мере заряда конденсатора Сэ напряжение ОС на нём увеличивается, что приводит к уменьшению
напряжения база-эмиттер и уменьшению тока коллектора. При полностью заряженном конденсаторе Сэ
ток коллектора уменьшается в F раз по сравнению с первоначальным, и в процессе усиления плоской
вершины импульса практически не меняется, т.е в области средних и больших времён коэффициент
усиления в F раз меньше, чем в момент воздействия переднего фронта импульса. При достаточно
больших Сэ на переднем фронте импульса появляется выброс, величина которого растёт при
увеличении Сэ.
В каскаде с эмиттерной коррекцией при оптимальной АЧХ площадь усиления Пкорр больше, чем в
некорректированном резисторном каскаде П в Q раз, т.е
Q
Пкорр
 1.
П
Величина Q, называемая выигрышем в площади усиления или эффективностью коррекции, обычно не
выходит за пределы 1,1-1,5 в практических схемах (теоретически Q=1,72).
При оптимальной АЧХ отключение Сэ приводит к уменьшению П в
QG  Пкорр Пос
Во столько же раз уменьшится верхняя граничная частота
GQ  f гркорр f грос
.
Аналогичным образом уменьшится импульсная добротность и увеличится время установления (т.е.
тоже в GQ раз
9.5. Низкочастотная коррекция (рис. 6).
Расширение полосы пропускания в сторону нижних частот не вызывает принципиальных трудностей.
Уменьшение fнгр при сохранении заданных частотных искажений Мн, наиболее часто обеспечивается
за счёт применения схем низкочастотной коррекции.
Наиболее часто используется схема н.ч. коррекции с помощью цепочки Сф, Rф.
Принцип ее действия заключается в следующем. При понижении частоты сопротивление нагрузки в
цепи коллектора увеличивается от Rк на средних частотах, когда сопротивление конденсатора Сф
ничтожно мало, до (Rк+ Rф) на нулевой частоте, когда сопротивление Сф стремится к бесконечности.
При этом коэффициент усиления с понижением частоты увеличивается.Это компенсирует снижение
усиления на низких частотах от влияния разделительных Ср и блокировочных Сбл, конденсаторов.
При правильном выборе Сф , Rф такая схема коррекции позволит снизить fнгр в 3-5 раз или же
сильно уменьшить или даже устранить спад плоской
вершины импульса при неизменных емкостях
разделительных Ср и блокировочных Сбл конденсаторов.
При уменьшении Сф рост коэффициента усиления может быть значительным уже на тех частотах, где
заметного снижения коэффициента усиления за счет Ср и Сбл еще не произошло. В этом случае АЧХ
при понижении частоты имеет подъем, который иногда используют для компенсации спада АЧХ в
других каскадах.
При усилении импульсных сигналов за счет уменьшения Сф можно получить вместо спада подъем
плоской вершины импульса, который также
может быть использован для компенсации спада плоской вершины импульса в других каскадах.