Document 3675949

Теория и методы цифровой обработки сигналов
____________________________________________________________________________________________
НАЧАЛЬНЫЕ УСЛОВИЯ В АЛГОРИТМАХ АДАПТИВНОЙ ФИЛЬТРАЦИИ ПО КРИТЕРИЮ
НАИМЕНЬШИХ КВАДРАТОВ
Джиган В.И.
ГУП НПЦ «Электронные вычислительно-информационные системы»
а/я 19, Центральный проспект, Зеленоград, Москва К-460, Россия 124460
Тел.: +7-095-531-1961. djigan@elvees.com, http://multicore.ru
Аннотация: Рассматривается инициализация алгоритмов адаптивной фильтрации по критерию наименьших
квадратов, обеспечивающая математическую эквивалентность алгоритмов друг другу в пределах классов, характеризующихся способом оценки корреляционной матрицы входных сигналов адаптивного фильтра. Эквивалентная инициализация позволяет корректно сравнивать алгоритмы при решении тестовых и прикладных задач.
Одной из важных задач современной цифровой обработки сигналов является адаптивная фильтрация. В
основе работы адаптивного фильтра находится алгоритм вычисления его весовых коэффициентов. Среди
таких алгоритмов наиболее эффективные – это рекурсивные алгоритмы адаптивной фильтрации по критерию наименьших квадратов (Recursive Least Squares, RLS) [1, 2]. Они обеспечивают более высокую скорость
сходимости и наименьшие значения ошибок в установившемся режиме по сравнению с другими адаптивными алгоритмами. RLS-алгоритмы являются сложными с алгоритмической точки зрения в том смысле, что
содержат большое число математических выражений. Поэтому наличие прикладных библиотек с такими
алгоритмами дает возможность использовать готовые и проверенные решения, не вдаваясь в их математические детали, что позволяет повысить скорость разработки изделий, в которых применяется адаптивная обработка сигналов. Одна из таких библиотек – это прикладная библиотека адаптивной фильтрации [3], насчитывающая в настоящее время около 400 разновидностей RLS-алгоритмов.
Разработать и проверить такое количество алгоритмов было бы невозможно без определенного критерия
правильности их функционирования. Критерием может служить сравнение поведения адаптивных фильтров
с одинаковой структурой (числом каналов и числом весовых коэффициентов в каналах), использующих разные алгоритмы, при решении одинаковых задач. Поскольку RLS-алгоритмы в пределах классов, характеризуемых способом оценки корреляционной матрицы входных сигналов адаптивного фильтра, представляют
собой тожественные преобразования некоторых математических соотношений, то эти алгоритмы должны
быть эквивалентными друг другу. Под эквивалентностью понимается одинаковое функционирование на
каждой итерации при реализации алгоритмов в арифметике с плавающей точкой, т.е. формирование одинаковых выходных сигналов и вычисление одинаковых весовых коэффициентов (с точностью до ошибок
округления).
В литературных источниках инициализация (задание начальных условий) различных адаптивных алгоритмов часто определяется по-разному. Из-за этого эквивалентные алгоритмы не обеспечивают одинаковых
показателей качества, а, значит, не являются полностью математически эквивалентными, что затрудняет
проверку алгоритмов в процессе их разработки и при решении прикладных задач.
Целью работы является представление способа инициализации, обеспечивающего эквивалентность RLSалгоритмов адаптивной фильтрации друг другу.
RLS- и быстрые RLS-алгоритмы адаптивной фильтрации – это различные способы вычисления вектора
весовых коэффициентов адаптивного фильтра h N (k ) , эквивалентные вычислению h N (k )  R N1 (k )rN (k ) .
Здесь R N (k ) – корреляционная матрица входных сигналов адаптивного фильтра, rN (k ) – вектор взаимной
корреляции вектора входных сигналов x N (k ) и требуемого сигнала d (k ) , k – индекс дискретного времени, N – число весовых коэффициентов фильтра. Для вычисления h N (k ) используются алгоритмы на основе критерия наименьших квадратов со сложностью O( N 2 ) арифметических операций на одну итерацию,
такие как рекурсивные во времени алгоритмы на основе леммы об обращении матрицы или на основе QRразложения, а также рекурсивные во времени или с рекурсивно изменяемым порядком быстрые алгоритмы с
арифметической сложностью O(N ) операций.
В случае рекурсивных во времени алгоритмов для одноканального адаптивного фильтра корреляционная
матрица, оцениваемая на возрастающем окне отсчетов, вычисляется как
(1)
где g N (k ) – вектор коэффициентов Калмана,
R N1 (k )  1 R N1 (k  1)  g N (k )x HN (k )R N1 (k  1) ,


 – параметр экспоненциального взвешивания обрабатываемых сигналов. В уравнении (1) требуется определять начальное значение обратной корреляционной матрицы. Это значение обычно задается как
2
R N1 (0)   2 I N , где  2  0.01 x2 ,  x – дисперсия входных сигналов адаптивного фильтра, а I N – единичная матрица [4].
____________________________________________________________________________________________
Цифровая обработка сигналов и ее применение
103
Digital signal processing and its applications
Теория и методы цифровой обработки сигналов
____________________________________________________________________________________________
Такая инициализация не может быть выполнена в быстрых RLS-алгоритмах. В этих алгоритмах инициализируется не обратная корреляционная матрица, а скалярные величины, называемые энергиями ошибок
линейного предсказания входных сигналов адаптивного фильтра. Как следствие, RLS- и быстрые RLSалгоритмы становятся неэквивалентными, не смотря на то, что они являются результатом эквивалентных
преобразований.
Можно получить условия эквивалентной инициализации для всех видов RLS-алгоритмов, если воспользоваться приемом, рассмотренным в [5] для обеспечения мягкого рестарта RLS-алгоритмов. Для этого при
k
получении вектора весовых коэффициентов h N (k ) вместо функционала E N (k )   k i d (i)  h HN (k )x N (i) 2 ,
i 1
представляющего собой энергию апостериорных ошибок моделирования сигнала d (k ) выходным сигналом
адаптивного фильтра, необходимо минимизировать следующий функционал:
k
E N (k )   k i d (i)  h HN (k )x N (i)   2 h HN (k )Λ N1 (k )h N (k ) ,
2
где Λ N1 (k )  diag(k , k 1 ,, k ( N 1) ) – диа-
(2)
i 1
гональная матрица. Из (2) следует, что вектор весовых коэффициентов адаптивного фильтра определяется
как h N (k )  R(k )   2 Λ N1 (k )1 rN (k ) .
(3).
Следовательно, матрица  2 Λ N (0)   2 diag(0 , 1 ,, N 1 )
может быть использована в качестве начального значения обратной корреляционной матрицы при k  0 .
При такой инициализации можно также получить начальные значения энергий линейного предсказания,
когда с помощью быстрых RLS-алгоритмов обеспечивается вычисление векторов весовых коэффициентов
h N (k ) , эквивалентное (3).
Вектор h N (k ) вычисляется и с помощью алгоритмов на основе прямого или обратного QR-разложения
матрицы входных сигналов адаптивного фильтра [1]. Алгоритмы могут содержать или не содержать операции извлечения квадратного корня. RLS-алгоритмы на основе обратного QR-разложения без операций извлечения квадратного корня инициализируются аналогично (3), а алгоритмы с операциями извлечения квадратного корня – как  1 Λ 0N.5 (0) . RLS-алгоритмы на основе прямого QR-разложения без операций извлечения квадратного корня инициализируются как  2 Λ N1 (0) , а с операциями извлечения квадратного корня –
как Λ N0.5 (0) . При такой инициализации все RLS-алгоритмы полностью эквивалентны друг другу и рассматриваемым далее быстрым RLS-алгоритмам.
Обычно энергии ошибок линейного предсказания вперед и назад в быстрых RLS-алгоритмах инициализируются одинаковыми значениями  2 . Однако данная инициализация не эквивалентна ни R N1 (0)   2 I N ,
ни R N1 (0)   2 Λ N .
Для эквивалентной инициализации быстрых RLS-алгоритмов [1], энергию ошибок линейного предсказания вперед (forward prediction, обозначается верхним индексом « f »), подобно (2), необходимо определять
k

E Nf 1 (k )  a HN 1 (k )  k i x N 1 (i )x HN 1 (i )a N 1 (k )   2 a HN 1 (k ) Λ N11 (k )a N 1 (k ) 
 i 1

 k
как   k i x(i )  h NfH (k )x N (i  1)   2 1,h NfH (k ) 
k
2
0 N
i 1


Λ (k  1)
0 TN
1
N
 1 
 h f (k ) 
 N 
(4)
k
 k

   k i x(i ) x  (i )   2  k     k i x HN (i  1) x(i )h Nf (k )  h NfH (k ) 
 i 1
  i 1

k

k

   k i x N (i  1) x  (i )  h NfH (k ) k i x N (i  1)x HN (i  1)   2 Λ N1 (k  1)h Nf (k ).
 i 1

 i 1

Здесь a N 1 (k )  1,h NfH (k )H – вектор весовых коэффициентов фильтра линейного предсказания вперед, а


x N 1 (i)  x  (i), x HN (i  1) – вектор сигналов этого фильтра. При k  0 , x N 1 (0)  0 N 1 и h Nf (0)  0 N , энергия
ошибок линейного предсказания вперед принимает значение: E Nf 1 (0)   2 ,
(5),
которое используется в качестве начального значения в одноканальных вариантах быстрых RLS-алгоритмов. Подобным
образом можно показать, что начальное значение энергии ошибок линейного предсказания назад (backward
prediction, обозначается верхним индексом « b ») определяется как E Nb 1 (0)   2  N . В быстрых RLSалгоритмах на основе обратного QR-разложения с операциями извлечения квадратного корня в процессе
работы вычисляются переменные E N0.15 f (k ) и E N0.15b (k ) . Они инициализируются, соответственно, как
H
E N0.15 f (0)   1 и E N0.15b (k )   10.5 N . В быстрых RLS-алгоритмах на основе обратного QR-разложения
без операций извлечения квадратного корня энергии линейного предсказания инициализируются как
EN1f1 (0)   2 и E N1b1 (k )   2 N .
____________________________________________________________________________________________
Доклады 9-й Международной конференции
Proceedings of the 9-th International Conference
104
Теория и методы цифровой обработки сигналов
____________________________________________________________________________________________
В быстрых лестничных RLS-алгоритмах [2] также вычисляются энергии ошибок линейного предсказания, с тем лишь отличием, что они определяются для каждого значения порядка фильтра n  1,, N . Из (5)
следует, что начальное значение энергии ошибок предсказания вперед не зависит от порядка фильтра, поэтому инициализация этих ошибок осуществляется как Enf (0)   2 для всех n  1,, N . В тоже время,
энергии ошибок линейного предсказания назад необходимо инициализировать как Enb (0)   2 ( n1) , т.е.
использовать разные значения для разных n  1,, N . В лестничных алгоритмах на основе QR-разложения
без операций извлечения квадратного корня инициализация энергий ошибок линейного предсказания осуществляется таким же образом. В QR-алгоритмах с операциями извлечения квадратного корня вычисляются
параметры En0.5 f (k ) и En0.5b (k ) . Поэтому в качестве их начальных значений принимаются величины
En0.5 f (0)   и En0.5b (0)  0.5( n1) . В лестничном алгоритме с обратными связями на основе апостериорных ошибок линейного предсказания инициализируются только значения энергий ошибок линейного предсказания при n  1 , т.е. E1f (0)  E1b (0)   2 .
Рассмотренный способ инициализации одноканальных RLS- и быстрых RLS-алгоритмов распространяется на алгоритмы для многоканальных адаптивных фильтров, где в общем случае число весовых коэффициентов N m в каждом из m  1,, M каналов может быть неодинаковым. Легко показать, что для инициализации многоканальных RLS-алгоритмов с квадратичной вычислительной сложностью следует использовать значение  2 Λ N (0)  diag(0 , 1 , ,  N1 1 , , 0 , 1 , ,  N m 1 , , 0 , 1 , ,  N M 1 ) .
Из преобразований, аналогичных (4), следует, что в быстрых RLS-алгоритмах для многоканальных адаптивных фильтров энергии ошибок линейного предсказания каждого из каналов определяются как
b
2 N
E Nf 1 (0)   2 и E Nm 1 (0)    m . Эти энергии соответствующим образом модифицируются в быстрых лестm
ERLE, дБ
ничных алгоритмах и в быстрых алгоритмах на основе QR-разложения.
Рассмотренная инициализации справедлива для последовательных версий перечисленных алгоритмов с
динамической регуляризацией корреляционной матрицы, с оценкой этой матрицы на скользящем окне, при
одновременном использовании регуляризации и скользящего окна, а также для параллельных версий RLSалгоритмов [6, 7].
На рис. 1 приведены результаты моделирования
в арифметике с плавающей точкой, демонстриру200
ющие эквивалентность некоторых RLS-алгоритмов
[1, 2] при использовании рассмотренной инициализации в задаче идентификации одноканального
150
1
2
3,4
5
линейного фильтра при N  32 , при отсутствии
аддитивного шума на входе d (k ) (линии 1 – 5), а
100
9
6 7
8
также при наличии шума и различных отношениях
сигнал-шум (ОСШ) (линии 6 – 9). На рис. 1 приве50
дены значения параметра Echo Return Loss Enhancement (ERLE).
При одинаковом числе весовых коэффициентов
0
N
идентифицируемого импульсного отклика и
0
1000
2000
3000
4000
5000
Номер итерации, k
адаптивного фильтра, а также при отсутствии аддитивного шума на входе требуемого сигнала
Рис. 1. Результаты моделирования: 1 – RLSd (k ) , значения ERLE в установившемся режиме
алгоритм на основе прямого QR-разложения (с
для разных алгоритмов отличаются незначительно
операциями извлечения квадратного корня); 2 –
(линии 1 – 5) в силу различных значений ошибок
лестничный алгоритм на основе априорных и апоокругления. При наличии аддитивного шума на
стериорных ошибок без обратных связей; 3 – RLSвходе сигнала d (k ) такое же большое значение
алгоритм; 4 – RLS-алгоритм на основе прямого
ERLE, как при отсутствии шума, не достигается.
QR-разложения (с операциями извлечения квадШум нарушает процесс адаптации, что приводит к
ратного корня); 5 – быстрый алгоритм Калмана; 6 –
смещению вектора весовых коэффициентов от опОСШ=30 дБ; 7 – ОСШ=40 дБ; 8 – ОСШ=50 дБ; 9 –
тимального значения, и для любого ОСШ все расОСШ=60 дБ.
сматриваемые алгоритмы демонстрируют на каждой итерации одинаковое поведение в терминах параметра ERLE (линии 6–9). При этом ошибки моделирования значительно превышают ошибки округления, и на каждой итерации работы алгоритмов можно
наблюдать одинаковые значения параметра ERLE, что свидетельствует о математической идентичности
сравниваемых в эксперименте алгоритмов.
____________________________________________________________________________________________
Цифровая обработка сигналов и ее применение
105
Digital signal processing and its applications
Теория и методы цифровой обработки сигналов
____________________________________________________________________________________________
Таким образом, в настоящей работе рассмотрена инициализация, при которой RLS-алгоритмы становятся полностью математически эквивалентными друг другу. Эта инициализация позволила разработать и протестировать большую прикладную библиотеку адаптивной фильтрации [3]. Кроме того, она позволяет корректно сравнивать RLS-алгоритмы при решении различных прикладных задач.
Литература
1. Джиган В.И. Многоканальные RLS- и быстрые RLS-алгоритмы адаптивной фильтрации // Успехи современной радиоэлектроники. – 2004. – №11. – С. 48–77.
2. Джиган В.И. Многообразие лестничных RLS-алгоритмов адаптивной фильтрации // Цифровая обработка
сигналов. – 2005. – №3. – С. 2–12.
3. Джиган В.И. Прикладная библиотека адаптивных алгоритмов // Электроника: Наука, Технологии, Бизнес. – 2006. – №1. – С. 60–65.
4. Haykin S. Adaptive filter theory (4-th edition). – Prentice Hall, 2001. – 936 p.
5. Lin D.W. On digital implementation of the fast Kalman algorithms // IEEE Trans. Acoustics, Speech and Signal
Processing. – 1984. – Vol. 32. – №5. – P. 998–1005.
6. Джиган В.И. Параллельные вычисления в RLS алгоритмах адаптивной фильтрации // Вестник МГТУ им.
Н.Э. Баумана. Серия Приборостроение. – 2006. – №1. – C. 30–49.
7. Джиган В.И. Об использовании параллельных вычислений в лестничных адаптивных алгоритмах // Телекоммуникации. – 2005. – №12. – C. 2–9.

ON INITIALIZATION OF LEAST SQUARES ADAPTIVE FILTERING ALGORITHMS
Djigan V.
Electronic VLSI Engineering & Embedded Systems (ELVEES) R&D Center of Microelectronics
POB 19, Centralny Prospect, Zelenograd, Moscow K-460, Russia 124460
Tel.: +7-095-531-1961. E-mail: djigan@elvees.com . URL: http://multicore.ru
Adaptive filtering is an important field in modern digital signal processing. The operation of an adaptive filter is
based on an algorithm that is used for the computation of the filter weights. Recursive Least Squares (RLS) [1, 2]
are among of the most effective adaptive filtering algorithms. RLS algorithms provide the smallest transient response and the smallest residual errors comparing to other adaptive filtering algorithms.
However, RLS algorithms are mathematically complex ones. As a result, it is not easily to develop and test the
algorithms if there is no a criterion of the algorithms efficiency. An obvious criterion is the comparison of the algorithm performance under the solution of a definite task for adaptive filters with the same architecture (that means the
same number of channels and the same number of weights in the channels) and with different algorithms.
In papers the initialization of adaptive filtering algorithms is often described in different ways. Due to the reason
the equivalent algorithms do not provide the same efficiency. It means the algorithms are not completely equivalent
to each other in mathematical meaning. That is a problem for the algorithms development and testing.
The given paper shows that a matrix  2 Λ N (0)   2 diag(0 , 1 ,, N 1 ) can be used as an initial value of the
correlation matrix inverse. The matrix is used directly or indirectly (via Kalman gains) for the calculation of adaptive filter weights. Here  2 is the regularization parameter,  is the exponential parameter, N is the number of
adaptive filter weights. If the initialization is used, it is possible to get the initial values for linear prediction energies
when fast RLS algorithms and RLS algorithms with quadratic complexity provide the same computation of adaptive
filter weights.
The single channel RLS and fast RLS algorithms initialization is spread on the multichannel algorithms for adaptive filters with unequal number of weights N m in each of m  1,, M channels. The initialization of multichannel RLS algorithms with quadratic complexity can be executed as
 2 Λ N (0)  diag(0 , 1 , ,  N1 1 , , 0 , 1 , ,  N m 1 , , 0 , 1 , ,  N M 1 ) .
The proposed initialization is valid for the sequential RLS-algorithms with dynamic regularization of adaptive
filter correlation matrix, with the matrix, estimated over a sliding window of samples, with regularized sliding window correlation matrix as well as for the parallel versions of RLS algorithms [3, 4].
Thus, the paper considers the method of RLS algorithms initialization which ensures the complete mathematical
equivalence of the algorithms to each other. The equivalence is bounded by the algorithms that use the same method
of the above mentioned estimation of the adaptive filter correlation matrix.
The described initialization allowed to develop and to test a large library of adaptive filtering algorithms [5]. Besides it allows the correct comparing of the algorithms under the solution of different applied problems.
References
1. Djigan V.I. Multichannel RLS and fast RLS adaptive filtering algorithms. Successes of Modern Radioelectronics. Moscow, Russia, 2004, №11, pp. 48–77.
____________________________________________________________________________________________
Доклады 9-й Международной конференции
Proceedings of the 9-th International Conference
106
Теория и методы цифровой обработки сигналов
____________________________________________________________________________________________
2. Djigan V.I. Lattice RLS adaptive filtering algorithms diversity. Digital Signal Processing. Moscow, Russia,
2005, №3, pp. 2–12.
3. Djigan V.I. Parallel computations in RLS adaptive filtering algorithms. Proceedings of Bauman’s Moscow State
Technical University. Moscow, Russia, 2006, №1, pp. 30–49.
4. Djigan V.I. On application of parallel computations in adaptive lattice algorithms. Telecommunications. Moscow, Russia, 2005, №12, pp. 2–9.
5. Djigan V.I. Applied library of adaptive algorithms. Electronics: Science, Technology, Business. Moscow, Russia, 2006, №1, pp. С. 60–65.

ЦИФРОВОЙ АДАПТИВНЫЙ ФИЛЬТР С ПАРАМЕТРИЧЕСКИМ ОЦЕНИВАНИЕМ
Бартенев В.Г.
Всероссийский НИИ радиотехники (ВНИИРТ), syntaltechno@mtu-net.ru
Аннотация—В статье рассмотрен новый подход к построению цифрового адаптивного режекторного фильтра на основе метода адаптивной фильтрации с параметрическим оцениванием. В его основе лежит как обеспечение высокой эффективности режекции помехи с неизвестными параметрами, так минимизация набора весовых коэффициентов адаптивного фильтра. Получены новые аналитические результаты более полно характеризующие свойства оценок модуля и аргумента комплексного коэффициента корреляции, использующего алгоритм
максимального правдоподобия.
Одним из подходов построения цифровых фильтров для режекции помех с неизвестными параметрами
является метод адаптивной фильтрации помехи с параметрическим оцениванием [1]. Этот метод предполагает, что коррелированная помеха имеет унимодальный спектр известной формы и что у коррелированной
помехи неизвестны лишь два параметра - доплеровское смещение спектра (аргумент межпериодного коэффициента корреляции) и ширина спектра флюктуаций помехи (модуль межпериодного коэффициента корреляции). С учетом этих предположений в реальном масштабе времени оцениваются только эти два параметра и по ним выбираются весовые коэффициенты цифрового адаптивного фильтра, которые предварительно рассчитываются для определенной модели коррелированной помехи и хранятся в ПЗУ. Основной
вопрос, который возникает в этом случае - каким должен быть объем ПЗУ для хранения весовых коэффициентов адаптивного цифрового фильтра. Данный вопрос фактически сводится к проблеме минимизации числа градаций оценок модуля и аргумента комплексного коэффициента корреляции помехи.
Рис.1 Многокаскадный адаптивный фильтр.
1. Рассмотрим выбор числа градаций оценки модуля коэффициента корреляции при построении цифрового адаптивного режекторного фильтра (см. рис.1), работающего с адаптацией по модулю межпериодного
коэффициента корреляции, который вычисляется по алгоритму максимального правдоподобия [2]. Можно
показать, что для гауссовой корреляционной функции относительные потери для M каскадного адаптивного
фильтра за счет несоответствия весового коэффициента w формируемого по оценке модуля коэффициента
корреляции истинному значению модуля коэффициента корреляции R выражаются следующей формулой:
M
K   (  p (1) p w p R p
p 0
2
Mp
C C
i 0
i
i p
M
M
M
w 2i ) /(   p (1) p R1p R p
p 0
2
Mp
C C
i 0
i
i p
M
M
R 2i )
Пусть интервал реальных значений модуля межпериодного коэффициента корреляции помехи R заключен в границах от 0,9 до 0,99. Для двух крайних значений R =0,9 и R =0,99 на рис.2 построены графики
зависимости относительных потерь в коэффициенте подавления от весового коэффициента w для однокаскадного адаптивного фильтра (M=1). Из рис.2 видно, что независимо от значения w , можно использовать
постоянное оптимальное значение весового коэффициента взятое из точки пересечения кривых и равное
0,97 . При таком весовом коэффициенте для фильтра 1 порядка потери для двух крайний значений коэффициента корреляции составят 0,25дБ и 1,5дБ. Для трехкаскадного адаптивного фильтра (M=3) как следует из
____________________________________________________________________________________________
Цифровая обработка сигналов и ее применение
107
Digital signal processing and its applications
Теория и методы цифровой обработки сигналов
____________________________________________________________________________________________
рис.3 относительные потери в коэффициенте подавления для одного оптимального весового коэффициента
w =0,97 будут существенно большими 3,5дБ и 6,5дБ. Чтобы эти потери снизить, необходимо рассматриваемый диапазон значений R разбить на большее число градаций. На рис.4 и рис.5 приведены аналогичные
графики для двух градаций разбиения модуля коэффициента корреляции т.е. для R =0,9-0,95 и для R =0,950,99. Из этих рисунков следует, что при использовании теперь уже двух оптимальных значений весовых
коэффициентов для двух градаций разбиения потери для фильтра 3 порядка не превысят 2 дБ. Дальнейшим
разбиением на большее число градаций можно еще снизить потери. С помощью рассмотренного метода
можно не только выбирать число градаций оценки модуля межпериодного коэффициента корреляции, но и
выбирать оптимальные значения весового коэффициента в пределах каждой градации минимизируя общее
число весовых коэффициентов при адаптивной работе.
Рис.2
Рис.3
Рис.4
____________________________________________________________________________________________
Доклады 9-й Международной конференции
Proceedings of the 9-th International Conference
108
Теория и методы цифровой обработки сигналов
____________________________________________________________________________________________
Рис.5
Данное разбиение на градации выполнено для числа усредняемых элементов используемых в оценке
N>>10. Чтобы учесть реально используемое конечное число N при выборе числа градаций оценки модуля
межпериодного коэффициента корреляции, необходимо оценить вероятности ошибочных решений при
назначении того или иного набора весовых коэффициентов, т.е., например, при разбиении на две градации R
требуется найти вероятность назначения узкой полосы режекции при воздействии широкополосной помехи
и наоборот назначение широкой полосы режекции при узкополосной помехе. Для этого воспользуемся распределением оценки модуля межпериодного коэффициента корреляции [3], из которого получим вероятность попадания оценки в заданный интервал градаций коэффициентов корреляции:
P( R1 , R2) 

R
(1  R 2 ) N
( R) 2 k Г 2 ( N  k ) N 2
m
(1) m C N 2 2


2
Г ( N ) Г ( N  1) k 0
Г (k  1)
m 0
2 ( m  k 1)
 R2
2 ( m  k 1)
2 ( m k 1)
Для R1, R 2 равных соответственно 0,9 и 0,5 были просчитаны вероятности попадания оценки в этот интервал (вероятность ошибочных решений назначить весовые коэффициенты широкополосной помехи когда воздействует узкополосная помеха) для модуля коэффициента корреляции R изменяющегося от 0,95 до
0,99 для разных N: на рис.6 N=2, на рис.7 N=4 и на рис.8 N=8. Из приведенных рисунков следует, что для
безошибочной классификации узкополосной помехи (R=0,99) достаточно N=2. С уменьшением R ошибка
классификации растет и для ее снижения требуется увеличивать усредняемое число выборок наблюдения
при формировании оценки модуля коэффициента корреляции. В частности, при N=8 вероятность назначить
широкую полосу режекции при узкополосной помехе (R=0,9-0,99) не превышает 5%. При разбиении оценки
модуля коэффициента корреляции на большее число градаций также можно рассчитать соответствующие
вероятности ошибок классификации для промежуточных полос режекции в зависимости от N. Данная методика выбора числа градаций оценки модуля межпериодного коэффициента корреляции может быть использована для других адаптивных алгоритмов подавления коррелированных помех.
Рис.6
____________________________________________________________________________________________
Цифровая обработка сигналов и ее применение
109
Digital signal processing and its applications
Теория и методы цифровой обработки сигналов
____________________________________________________________________________________________
Рис.7
Рис.8
3.Выбор числа градаций оценки аргумента межпериодного коэффициента корреляции. При адаптивной
цифровой фильтрации движущейся коррелированной помехи возникает проблема выбора числа градаций
аргумента комплексного коэффициента корреляции, которая влияет на требуемое число наборов весовых
коэффициентов. Покажем, как влияет смещение спектра коррелированной помехи, прибегнув также к расчету относительного ухудшения коэффициента подавления для M каскадного адаптивного режекторного
фильтра, по сравнению с фильтром без адаптации. Для этого воспользуемся следующей формулой для гауссовой корреляционной функции: K  ( M  (1) p cos( p ) R p M  p i i  p) /( M  (1) p R p M  p i i  p R 2i )


p 0
2
p
C C
i 0
M

M
p 0
2
p
C C
i 0
M
M
Относительное ухудшение коэффициента подавления однокаскадного фильтра в зависимости от

=0,08
0,09 и 0,1 приведено на рис.9 для R =0,9-0,99. На рис.10 показано влияние  на относительное ухудшение
коэффициента подавления трехкаскадного фильтра. Наиболее сильное влияние  оказывает на многокаскадный фильтр при сильно коррелированной помехе. В частности для  =0,1 для трехкаскадного фильтра
относительное ухудшение коэффициента подавления для R=0,99 достигает 4,5 dB.
Однако определяющим фактором, влияющим на выбор числа градаций  , является точность оценки аргумента коэффициента корреляции, которая зависит от числа усредняемых элементов N. То есть, дисперсия
оценки  в конечном счете определяет выбор градаций оценки аргумента межпериодного коэффициента
корреляции. Будем исходить из следующего положения: шаг дискретизации должен быть, по крайней мере,
не больше чем среднеквадратическое отклонение оценки аргумента комплексного коэффициента корреляции. Для нахождения дисперсии оценки аргумента  , вычисляемой методом максимального правдоподобия
при произвольном R и N воспользуемся плотностью распределения [3]

 ( ) 
(1  R
2 N
)
2Г ( N )

* (cos(   ))
k

( 2 R ) Г ( k / 2  1) Г ( N  k / 2)
*

Г ( k  1)
k  0
k

Дисперсию оценки  находим, интегрируя выражение 
После интегрирования получим
2 
[( k
*
2
3
4
 1) / 2 ]

n  0
(1  R
2 N
)
Г (N )
C k /( k  2 n )
n


k  0
2





2
   ( ) d 

( R)
k
Г ( k / 2  1) Г ( N  k / 2)
Г ( k  1)
*
2
____________________________________________________________________________________________
Доклады 9-й Международной конференции
Proceedings of the 9-th International Conference
110
Теория и методы цифровой обработки сигналов
____________________________________________________________________________________________
Рис.9
Рис.10
Результаты расчетов
R
0,93
0,94
0,95
0,96
0,97
N=2
0,3050
0,2783
0,2501
0,2200
0,1870

приведены в Табл.1
N=3
0,2075
0,1891
0,1700
0,1497
0,1277
N=4
0,1673
0,1512
0,1363
0,1205
0,1032
N=5
0,1418
0,1299
0,1173
0,1039
0,0891
N=6
0,1263
0,1158
0,1047
0,0927
0,0796
N=7
0,1150
0,1055
0,0954
0,0846
0,0726
N=8
0,1063
0,0976
0,0883
0,0782
0,0672
Таким образом, воспользовавшись рекомендациями приведенными в статье можно построить цифровой
адаптивный режекторный фильтр с минимальными требованиями к объему ПЗУ весовых коэффициентов.
Литература:
[1] Бартенев В.Г., Медведев В.Н. Цифровые методы обработки радиолокационных сигналов. – Учебное
пособие М., ИПК МРП.1987г.
[2] Бартенев В.Г., Бартенев М.В. “Адаптивный режекторный фильтр на DSP BlackFin”. Труды 8-ой Международной конференции: Цифровая обработка сигналов и ее применение. Вып.8, 2006г.
[3] Бартенев В.Г. “Применение распределения Уишарта для анализа эффективности адаптивных систем
СДЦ”, Радиотехника и электроника, М., Т.ХХVI, №2,1981г.

____________________________________________________________________________________________
Цифровая обработка сигналов и ее применение
111
Digital signal processing and its applications