При построении коммуникационных систем одним из
advertisement
Проектирование трансивера на частоту 5,25 ГГц для высокоскоростных беспроводных применений Предисловие Последние достижения в технике преобразования данных и проектировании радиочастотных схем открывают новую область для исследований, направленных на реализацию высокоскоростных трансиверов. Исследователи хотят знать, каких максимальных скоростей передачи данных по беспроводному каналу можно достичь. Поиску ответа на этот вопрос, а также выявлению тех трудностей, которые возникают при решении данной задачи, посвящена диссертация на соискание степени Кандидата технических наук, представленная на Кафедру Электротехники и Информатики Массачусетского технологического института. Автор работы – Нир Маталон, консультант – профессор Чарльз Г. Солини. (Submitted to the Department of Electrical Engineering and Computer Science in partial fulfillment of requirements for the degree of Master of Science. Massachusetts Institute of Technology 2005.) В этой работе представлена реализованная на дискретных элементах пара передатчик/приемник, работающая на частоте 5,25 ГГц. Ширина полосы радиоканала – 128 МГц. Расчет и оптимизация параметров имели целью достижение требований, предъявляемых спецификациями систем Wireless Gigabit LAN (WiGLAN), которые представляют собой системы LAN, использующие адаптивную модуляцию Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM). Законченный трансивер вместе с программой MATLAB, которая реализует алгоритмы DSP, применен для передачи потоков данных со скоростями до 600 Мбит/с и исследования параметров канала в условиях распространения внутри помещений. Благодаря проведенным измерениям было показано, что использование адаптивной модуляции значительно увеличивает скорость данных, что является следствием присущей каналу частотной селективности. Мы здесь приводим достаточно полное изложение содержания данной работы, поскольку содержащиеся в ней сведения могут помочь инженерам, занимающимся высокоскоростными беспроводными системами передачи данных. Петр Химич, гл. специалист ЗАО «РОКС» I. Введение 1.1. Беспроводный трансивер для передачи высокоскоростных данных При построении коммуникационных систем одним из многих возможных методов, позволяющих передавать данные с большими скоростями, является метод, предполагающий использование для передачи данных множества несущих. Для того чтобы понять, как работает данный метод, обратим вначале внимание на метод передачи на одной несущей. При передаче на одной несущей передатчиком генерируются символы, каждый из которых представляет несколько бит. Обычно для высокоскоростных линий передачи данных используется сложная М – кратная Квадратурно-Амплитудная Модуляция (QAM), в которой М точек на созвездии представляют log2 M бит. Символы сначала преобразуются в аналоговый сигнал, а затем перед поступлением на антенну преобразуются по частоте вверх в модулированную несущую с желаемой частотой. В приемнике радиочастотный сигнал (RF) преобразуется вниз в сигнал основной полосы, а символы в демодуляторе преобразуются обратно в исходный поток бит. Для успешной передачи символа импульсные характеристики передатчика gT* (nT), канала передачи c* (nT) и приемника gR* (nT) должны соответствовать определенным требованиям. Задачей цифрового приемника (или эквалайзера) будет выравнивание импульсной характеристики точно так же, как это делается в аналоговых устройствах. Суммарная импульсная характеристика трансивера и канала передачи x (nT) определяется по формуле: где T – это период квантования, а gR (nT) – это импульсная характеристика приемника, который включает в себя эквалайзер. В соответствии с этим, трансформация Фурье должна удовлетворять выражению: В реализуемых системах это условие удовлетворяется только тогда, когда продолжительность символа Т больше, чем величина, обратная удвоенной основной полосе W: Как можем увидеть из этой формулы, единственно возможным путем увеличения символьной скорости является использование радиоканала с более широкой полосой. 1.2. Ортогональное частотное мультиплексирование Количество проблем при передаче сигналов на одной несущей резко возрастает, когда в канале проявляются явления, связанные с многолучевым режимом распространения. Многолучевость может вызвать межсимвольную интерференцию (ISI), которая является следствием сложения в приемнике нескольких копий передаваемого сигнала с различными задержками на трассах распространения. В зависимости от сдвигов по фазе и наличия компонент с отличающимися частотами, это сложение может быть как конструктивным, так и деструктивным. Канал, полоса которого задается всеми возможными изменениями частоты, вызванными процессом модуляции, называется частотно-селективным каналом. Для успешного демодулирования переданных данных должен быть спроектирован приемник соответствующей сложности. Одним из путей уменьшения этой сложности является использования при передаче множества несущих. Этот метод известен как Ортогональное Частотное Мультиплексирование (OFDM) и впервые появился в начале 70-х годов. В соответствии с этим методом, множество низкоскоростных потоков данных передаются параллельно и модулируют разные поднесущие. Модуляция осуществляется в цифровой форме до ЦАП за счет использования множества Цифро-Аналоговых Преобразователей (ЦАП), фильтров и смесителей. Сумма модулированных поднесущих называется символом OFDM. Данный символ может быть получен за счет использования инверсного дискретного преобразования Фурье (IDFT). Во временной области символ OFDM представляет собой сумму распределенных во времени синусоид с различными амплитудами, частотами и фазами. В частотной области, распределенные во времени синусоиды представляются в виде импульсов, свернутых с sinc функцией. Если все поднесущие в символе OFDM содержат целое число периодов и если пик каждой sinc функции накладывается на точку пересечения нулевой линии для всех других, то межсимвольная интерференция (ISI) отсутствует, а символ может быть успешно принят. Типичная структурная схема системы OFDM на основной полосе показана на рисунках 1-2 и 1-3. Рисунок 1-1: (a) Представление символов OFDM во временной области. (b) Представление символов OFDM в частотной области. Сложные символы, представляющие b бит, поступающие на скорости R симв/сек, преобразуются из последовательного формата в параллельный и в каждый период времени подводятся к N – точечному IFDT блоку в виде N символов. После преобразования в последовательный формат, символы OFDM проявляются на скорости R/N символов OFDM в сек. Рисунок 1-2.Передатчик OFDM на основной полосе. Образцы символов OFDM представляются в виде действительной (синфазной) и мнимой (квадратурной) составляющих перед их подачей на аналоговый передатчик через пару цифро-аналоговых преобразователей. В приемнике осуществляется обратная обработка и восстанавливаются оригинальные символы. Отметим, что обратным по отношению к IFDT будет дискретное прямое преобразование Фурье (DFT). Главным свойственным COFDM преимуществом, является то, что полоса отдельной поднесущей может быть задана независимо. До тех пор, пока полоса каждой поднесущей будет меньше полосы когерентности, канал можно считать практически однородным. Таким образом, импульсная характеристика канала в пределах данной полоса будет однотипной. Если предположить, что импульсная характеристика известна для всех субполос, то для правильного восстановления символов приемник в каждой из субполос может быть подстроен по усилению и фазе. Рисунок 1-3. Приемник OFDM на основной полосе. 1.3. Стандарты WLAN Доминирующими на сегодняшний день стандартами беспроводных LAN являются 802.11b, 802.11a и 802.11g. Стандарт 802.11b – это наиболее часто используемый стандарт, который был введен в 1999 г. и позволяет передавать данные со скоростью 11 Мбит/с, но в то же время, если канал передачи имеет плохое качество, допускает снижение скорости данных до 5,5 Мбит/с. В соответствие с этим стандартом при построении радиосетей используются протокол CSMA/CA и диапазон частот 2,4 ГГц. Стандарт 802.16a также был введен в 1999 г. Это один из трех стандартов, использующих OFDM. Для него выделен диапазон частот 5 ГГц. В данном стандарте используются 52 поднесущих, распределенных с интервалом 312,5 КГц. Символы генерируются с использованием различных типов модуляции, таких как BPSK, QPSK,16-QAM или 64-QAM. Выбор типа модуляции зависит от качества беспроводного канала. Длительность символа OFDM – 4 мксек. Стандарт 802.11g во многом подобен 802.11a, но предполагает использование диапазона 2,4 ГГц (как и 802.11b). В дополнение к перечисленным стандартам, которые уже широко используются, вводится еще и стандарт 802.11n, в котором используется множество антенн, и который предназначен для передачи данных со скоростями до 100 Мбит/с. Этот стандарт также основывается на OFDM. Он находится в стадии становления, хотя и приобрел уже популярность. 1.4. Обзор проекта Данный проект сосредоточен на разработке широкополосного трансивера, способного передавать и принимать сигналы с полосой до 128 МГц и работать в диапазоне 5,25 ГГц. Хотя данный трансивер предполагается применять в самых разнообразных системах, его параметры оптимизированы для соответствия спецификациям систем Wireless Gigabit LAN (WiGLAN). Эта работа адресована всем тем, кто нуждается в проектировании аналогового блока трансивера WiGLAN. При разработке беспроводного трансивера основными требованиями являются потребляемая мощность, размеры и параметры. Сразу нужно отметить, что большую часть функциональных узлов устройства надо стремиться сосредоточить в одном чипе. Интегрированные трансиверы имеют неоспоримые преимущества, поскольку они имеют меньшие габариты и потребляемую мощность. Однако возможность создания интегральных трансиверов, способных работать на таких высоких скоростях и в высоком диапазоне частот, пока только исследуется, поэтому на первых порах придется воспользоваться дискретными компонентами с максимальной на данный момент функциональной интеграцией. В данном проекте ставиться задача построения трансивера на печатной плате с использованием отдельных микросхем. Он должен стать прототипом, с помощью которого можно будет произвести исследования широкополосного беспроводного канала на частоте 5 ГГц. На втором плане остаются при этом габариты и потребляемая мощность, которые будут пока большими. Прежде чем терминал WiGLAN буден разделен на составляющие его части, что впоследстствии будет сделано в разделе III, вначале в разделе II будут представлены спецификации для систем WiGLAN. II. Обзор систем WiGLAN 2.1. Стандарты Вероятно, одним из наиболее ограничивающих свободу при проектировании факторов является необходимость придерживаться стандартов. Обеспечивая выполнение требований к совместимости производимого и продаваемого на рынке оборудования, что, безусловно, очень важно, стандартизация при этом блокирует пути реализации новых идей. Тем не менее, представители промышленности отдают предпочтение разработкам, которые соответствуют существующим стандартам. Сегодня системы WLAN используются в основном для связи компьютера с Интернет или c другими пользователями, присутствующими в сети. Однако внутри WLAN не должно существовать никаких ограничений для непосредственной связи между компьютерами. Целью проекта WiGLAN является проектирование такой WLAN, которая будет способна передавать и принимать данные со скоростями до 1 Гбит/с. Для дальнейшего увеличения скорости данных в настоящее время внедряется несколько новых технологий, которые применяют метод OFDM по принципу, например, свойственному стандарту 802.11a. Для этого используются более широкие полосы радиоканалов, большее количество поднесущих, адаптивная модуляция и более сложные ансамбли сигналов многопозиционной QAM. В системе WiGLAN передача и прием осуществляются на частоте 5,25 ГГц. Радиоканал занимает полосу до 128 МГц. Эта полоса соответствует спектру, выделенному Федеральной Комиссией по Коммуникациям (FCC). Диапазон для Индустриальных, Научных и Медицинских применений (ISM) мы избегаем, поскольку он уже прочно занят устройствами стандарта 802.11b. Другие диапазоны, как, например, 5,8 ГГц также исключаем, поскольку при его использовании потребуются весьма дефицитные компоненты. Ширина необходимой для передачи данных со скорость до 1 Гбит/с полосы 128 МГц была выбрана потому, что на ее использование относительно легко можно получить разрешение. Проектирование широкополосного трансивера потребует проведения многих интересных исследований, которым посвящается эта работа. Как подчеркивалось ранее, для полосы 1 МГц в диапазоне 5,25 ГГц амплитудно-частотную и фазочастотную характеристики можно считать гладкими. Таким образом, данную полосу вполне можно выбрать для каждой субполосы. Количество периодов для каждой поднесущей внутри символа должно быть целым числом. Значит, с этого момента самым низкочастотным компонентом символа OFDM будет 1 МГц. Продолжительность символа OFDM равна 1 мксек и, таким образом, обработка в IFDT должна осуществляться с периодичностью 1 мксек. Для передачи с максимальной скоростью каждая из поднесущих должна быть модулирована 64-QAM, что позволит передавать на каждой поднесущей по 8 бит за один символ. Скорость передачи данных может быть вычислена по формуле: где 128 – это количество поднесущих в полосе 128 МГц. 2.2. Адаптивная модуляция В системах с OFDM в беспроводном канале используется частотная избирательность, позволяющая раздельно обрабатывать каждую из субполос в канале и раздельно преодолевать в ней все аффекты, вызванные многолучевым распространением. В дальнейшем частотная селективность будет использоваться при адаптации количества бит, загружаемых в бункер (bin), в зависимости от отношения сигнал/шум (SNR), соответствующего данному бункеру. Созвездия 256-QAM и 64-QAM могут использоваться для передачи данных по каналам высокого качества, в то время как 16-QAM и 4-QAM (QPSK) – по каналам низкого качества, которым свойственны глубокие замирания. Если предположить, что SNR для каждого символа может быть измерен, скорость данных может быть приспособлена к качеству беспроводного канала с целью максимизации его пропускной способности. Концепция адаптивной модуляции эксплуатировалась и в прошлом, но только при моделировании. Рисунок 2-1: Пример адаптивной модуляции. 2.3. Отношение пиковой мощности к средней в системах с OFDM Несмотря на свою кажущуюся простоту, системы с OFDM имеют мало общего с системами, в которых применяется только одна несущая. Одним из свойств, присущих только системам с OFDM, является отношение пиковой мощности к средней (PAPR). Величина PAPR складывается из двух составляющих. Первой составляющей, определяющей PAPR, является количество точек созвездия для каждой из несущих. При использовании квадратурно-амплитудной модуляции с количеством точек на созвездии большим, чем у 4-QAM, эти точки не будут соответствовать постоянной мощности. Для 256-QAM PAPR равен 4,2дБ (в предположении, что точки созвездия распределены равномерно). Однако эта величина очень мала по отношению к тому слагаемому PAPR, которое является результатом использования множества поднесущих. При каждом удвоении количества поднесущих пиковая мощность возрастает на 6 дБ, в то время как средняя мощность – только на 3 дБ. Для 128-ми поднесущих эта составляющая PAPR равна 21 дБ, а общая величина PARP равна 25,2 дБ. На практике величина PAPR может быть уменьшена за счет ограничения выборосов (гребней) сигнала или применения различных алгоритмов уменьшения PAPR. Действительная часть сигнала OFDM показана на рисунке 2-2. Другой важной величиной, определяющей динамический диапазон сигнала, будет: С целью детектирования сигнала с модуляцией 256-QAM в условиях канала с Аддитивным Белым Гауссовским Шумом (AWGN) при коэффициенте символьных ошибок 10-3, необходим SNR = 30 дБ. Динамический диапазон сигнала будет равен: Рисунок 2-2. Вид символа OFDM при больших значениях PARP. Оба этих параметра влияют на конструкцию многих частей системы, в том числе усилителей мощности, малошумящих усилителей, а также ЦАП и АЦП. III. Терминал WiGLAN На рисунке 3-1 показана общая структурная схема терминала WiGLAN, в состав которого входят 4 печатных платы (PCB). Программируемая логическая интегральная схема - ПЛИС (EPGA) и ее оценочный комплект предлагаются для формирования символов OFDM и взаимодействия с компьютером. Для преобразования данных из аналоговой в цифровую форму и обратно плата содержит пару цифро-аналоговых и аналогово-цифровых преобразователей. На радиочастотной плате (RF) сосредоточены все устройства, которые необходимы для обработки сигналов на радиочастоте и основной полосе. Наконец, располагающийся на плате усилитель мощности (PA) предназначен для линейного усиления выходного сигнала. 3.1. Архитектура трансивера Возможны две распространенных схемы построения приемника. Это - гомогенная схема (схема прямого преобразования) и супергетеродинная схема. При применении схемы прямого преобразования входной сигнал преобразуется прямо из RF в сигнал основной полосы, в то время как супергетеродинная схема предполагает использование промежуточных частот (IF). Типичный приемник прямого преобразования использует пару смесителей, сигнал гетеродина на которые подается со сдвигом по фазе на 90 град. для того, чтобы преобразовать принимаемый радиочастотный сигнал в его синфазную и квадратурную составляющие (I/Q) или, другими словами, в действительную и мнимую составляющие основной полосы. Рисунок 3-1. Упрощенная структурная схема терминала WiGLAN. Главным преимуществом такой схемы является простота и низкая стоимость, поскольку количество компонентов схемы минимально и нет необходимости в применении фильтра зеркального канала. Тем не менее, несмотря на то, что гомогенная архитектура имеет ряд преимуществ, была все же выбрана архитектура супергетеродинного приемника, хоть она и требует дополнительных смесителей и фильтров при построении передатчиков и приемников. Во-первых, это было сделано потому, что требуемую точность фазового сдвига на 90 град., который необходим для I/Q преобразователей, намного легче получить на низкой промежуточной частоте, чем на радиочастоте. Кроме того, при использовании супергетеродинной схемы уменьшается опасность связей RF и LO или LO и RF, т. к. LO и RF не совпадают по частоте и могут быть разделены при помощи фильтров. В передатчике прямого преобразования мощный сигнал RF может влиять на сигнал LO и ухудшать спектральную чистоту несущей, а в приемнике прямого преобразования уже сигнал LO может влиять на слабый сигнал RF, что воспринимается как увеличение мощности шума в принимаемом сигнале и приводит к снижению динамического диапазона приемника. 3.2. Частотное планирование При расположении частоты гетеродина ниже частоты принимаемого сигнала он умножается на входящий сигнал радиочастоты, а две компоненты спектра преобразуются в желательную промежуточную частоту (IF). Нужный нам сигнал расположен на частоте fRF= fLO + fIF, а сигнал зеркальной частоты – на частоте fIM = fLO – fIF . В процессе преобразования зеркальная частота, мощность которой может быть даже выше, чем мощность полезного сигнала, переносится на IF и не может быть отфильтрована на ней. Ясно, что самая по возможности эффективная фильтрация или подавление зеркальной частоты должны быть произведены перед смесителем. С этой задачей могут успешно справиться дискретные керамические фильтры. Выбор оптимальных значений частот IF и LO из всего множества возможных частот имеет решающее влияние на параметры приемника. При выборе слишком низкой IF зеркальную частоту будет трудно подавить, т. к. она будет располагаться близко к полезному сигналу. При выборе же слишком высокой IF мы опять столкнемся с трудностями получения достаточно высокой точности в модуляторах, таких, например, как трудности получения точной квадратуры по амплитуде и фазе. Кроме того, при выборе IF следует избегать частот, на которых работают системы сотовой связи, а именно: 900 МГц и 2,4 ГГц. Наконец, поскольку эта разработка предполагает использование дискретных компонентов, выбор и доступность этих компонентов, особенно таких, как фильтры и смесители, должны учитываться. Большая распространенность систем с OFDM объясняется, кроме всего прочего, еще и более низкой стоимостью приемника. Поскольку для получения символа OFDM модулируется каждая поднесущая, а весь процесс восстановления и детектирования производится в цифровой форме, отпадает необходимость в перестройке частоты. В приемнике, выполненном по супергетеродинной схеме, для преобразования вниз на IF и восстановления сигнала основной частоты (baseband) потребуются два гетеродина. Они должны быть стабилизированы петлями ФАПЧ (PLL). При этом их частоты должны удовлетворять соотношению fRF = fLO + fIF. Если частота второго (нижнего) гетеродина может быть получена путем деления частоты первого гетеродина на целое число D, то можно избежать использования второй петли ФАПЧ. В таблице 3.1 показаны возможные величины fIF, fRF и fLO, а также соответствующие им зеркальные частоты в зависимости от выбранного D (при фиксированном значении fRF = 5,25 ГГц). Таблица 3-1. Возможные комбинации RF, IF и LO, а также значения зеркальных частот для различных значений D при fLO = fIF. Для нашего проекта выбираем центральную частоту IF = 583 МГц. Данная частота равна 1/8 частоты LO, которая в свою очередь равна 4,664 ГГц. При таком выборе частот зеркальная частота отстоит от полезного сигнала почти на 1,2 ГГц и легко может быть подавлена, а частота IF будет все еще достаточно низкой для того, чтобы не возникало проблем с точностью квадратуры в демодуляторе. 3.3. Особенности передачи сигналов на частоте 5,25 ГГц. При разработке прототипа системы мы условились, что будем использовать дискретные компоненты, а весь трансивер будет расположен на четырех платах. При этом нельзя избежать соединений между платами. Сразу заметим, что провода, с помощью которых между платами передаются цифровые данные, должны иметь длину не больше, чем несколько сантиметров. Только в этом случае напряжения на входе и выходе соединяющих проводников в любой момент времени можно считать одинаковыми (без задержек по времени). Однако на частоте 5,25 ГГц такое соотношение выдержать невозможно, и задержки в линиях передачи необходимо учитывать. Хотим мы того или нет, но мы должны учитывать некоторые размерности: если длина соединения больше, чем 1/4 длины волны, то для того, чтобы предотвратить отражения, нужно использовать линию передачи. Для уменьшения диссипативных потерь в линиях передачи, выполненных на печатной плате, в качестве материала для изготовления печатной платы используем материал с низкими диэлектрическими потерями Rogers 4003. 3.4. Тракт приема 3.4.1. Коэффициент шума и чувствительность приемника Чувствительность приемника в основном определяется его несколькими входными каскадами. Даже при полном подавлении зеркального канала, сигнал на выходе приемника всегда будет содержать некоторый шум в полосе. Наличие этого шума при низком уровне принимаемого сигнала может существенно понизить SNR. Мощность шума, поступающая на вход приемника Pnoise , определяется выражением: Где PRS – это спектральная плотность мощности теплового шума, который ответвляется на вход приемника от шума, выделяемого на внутреннем сопротивлении источника сигнала, а B – полоса сигнала. где T = 300 K и RS = Rin. Отсюда мощность шума в полосе 128 МГц равна – 93 дБм. Однако отношение сигнал/шум на входе цифровой части приемника должно быть больше, чем PRS/Pnoise, поскольку приемник добавляет свои шумы. Величина, на которую дополнительно деградирует SNR за счет приемника, определяется т. н. коэффициентом шума (noise figure - NF), который выражается в дБ. Коэффициент шума вычисляется по формуле: Коэффициент шума показывает, насколько деградирует SNR на выходе приемника относительно его входа. Если на выходе приемника (перед демодулятором) необходимо получить SNR = 30 дБ, то минимальный уровень мощности принимаемого сигнала на выходе приемника может быть рассчитан по формуле: Поскольку ширина шумовой полосы очень большая, то высокую чувствительность приемника получить тяжело, и Pin min мало соответствует величине, принятой для трансиверов 802.11a и равной меньше, чем –70 дБм. На этом фоне малая величина коэффициента шума приемника NFTOTAL приобретает решающее значение для общей чувствительности приемника. Общий коэффициент шума приемника зависит от шумов каждого из его каскадов следующим образом: Где F – это коэффициент шума (не логарифмическая величина) для каждого из каскадов 1, 2, 3…, а A – их коэффициент усиления (также не логарифмическая величина). Видим, что коэффициент шума последнего каскада вносит малый вклад в общий коэффициент шума в случае, если предыдущие каскады имеют достаточно высокое усиление. Вот почему малошумящий усилитель (LNA) должен быть помещен по возможности ближе к входу приемника. 3.4.2. Малошумящий усилитель В качества малошумящего усилителя (LNA) была выбрана микросхема Agilent Technologies (Avago) типа MGA-85563. Она имеет достаточно большой коэффициент усиления 16 дБ, низкий коэффициент шума 1,6 дБ и удобна в использовании. В ней на одном кристалле размещены 2 каскада усиления вместе с встроенной схемой смещения. Имеется возможность подсоединения внешнего резистора для регулировки тока смещения с целью достижения большей линейности усилителя. Как показано на Рисунке 3-2, выход микросхемы подсоединен к источнику питания +3 В посредством радиочастотной катушки индуктивности с реактивным сопротивлением 270 Ом. Чем больше величина индуктивного сопротивления, тем лучше развязка между источником питания и выходным сопротивлением 50 Ом. Рисунок 3-2. Схема LNA. Вход микросхемы на частоте 5,25 ГГц не согласован с 50-омной линией. Поэтому необходимо рассчитать согласующую схему, которая бы трансформировала входной импеданс микросхемы к 50-ти Омам. Для реализации такого трансформатора подходят миниатюрные реактивные компоненты. Но они должны быть очень точно расположены, а трансформирующая схема спроектирована с учетом всех паразитных реактивностей монтажа. Поэтому легче реализовать согласование на отрезках линий передачи. Поскольку или LNA отличаются от нуля, включение между входом микросхемы и линией 50 Ом любого отрезка линии передачи приведет к повороту на Г- плоскости. Как следует из параметров микросхемы, на частоте 5,25 ГГц сопряженный с LNA коэффициент отражения равен: Поскольку длина волны будет равна: соответствует двойному повороту в плоскости Г, длина линии В результате подключения этого отрезка линии получим новый коэффициент отражения Гr, который имеет только действительную величину. Следующим шагом будет согласование полученного ZL с линией 50 Ом. Величину ZL определим по формуле: Импеданс 18 Ом может быть преобразован к 50 Ом с помощью четвертьволнового трансформатора, характеристическое сопротивление которого определим по формуле: Длина и ширина линий передачи определяется исходя из диэлектрических параметров материала линии передачи и толщины металла по известным формулам. В нашем случае потребуется линия с волновым сопротивлением не 30 Ом, а 35 Ом. Дело в том, что входной импеданс 50 Ом не соответствует импедансу, необходимому для получения минимального коэффициента шума. Отличающийся от 50 Ом входной импеданс, получаемый при трансформации с помощью отрезка с волновым сопротивлением 35 Ом, может заметно улучшить или ухудшить коэффициент шума LNA. Это зависит от выходного импеданса входной цепи приемника (от того, насколько он будет отличаться от 50 Ом). Рисунок 3-3. Входная согласующая цепь LNA. 3.4.3. Понижающий смеситель и фильтр зеркального канала При выборе дискретного понижающего смесителя необходимо исходить из соображений его способности работать на заданных частотах RF, IF и LO. В результате была выбрана микросхема пассивного двойного балансного смесителя от Hittite Microwave Corporation типа HMC488MS8G. На более низких частотах чаще всего применяются активные смесители на ячейке Гильберта, которые обладают некоторым усилением и позволяют исключить один каскад УПЧ. Однако на частоте 5,25 ГГц их усиление мало, а динамический диапазон намного меньше, чем у пассивных смесителей. Правда, высокая динамика достигается у этих смесителей при большой мощности гетеродина, что требует дополнительного усиления гетеродина. Для компенсации этого недостатка в состав микросхемы пассивного смесителя встроен усилитель гетеродина. При этом достаточно к микросхеме подвести мощность гетеродина всего 2 дБм. Потери преобразования данной микросхемы равны – 6 дБ. Поскольку понижающий смеситель транслирует на одну частоту IF как полосу полезного сигнала, так и полосу зеркального канала приема, зеркальный канал должен быть соответствующим образом подавлен. В данном проекте для подавления зеркального канала используются 2 дискретных керамических полоснопропускающих фильтра от Murata Electronics. Оба они имеют центральную частоту 5,25 ГГц и полосу пропускания около 200 МГц. Использование таких фильтров позволяет получить хорошее соотношение большого заграждения в полосе запирания и низких потерь в полосе пропускания. Например, фильтр Murata типа DFCB25G25LAHAA дает прямые потери около 1 дБ при заграждении на зеркальной частоте 35 дБ. Фильтр DFCB35G25LAHAA имеет потери около 2 дБ, но обеспечивает более быстрый рост заграждения вне полосы пропускания. (Отметим, что обозначения этих фильтров отличаются всего двумя цифрами). Для получения требуемой величины подавления зеркального канала используются оба фильтра. Они должны быть расположены как можно ближе друг к другу. 3.4.4. Линейность приемника В то время как шумовое окно и коэффициент шума приемника определяют нижнюю границу мощности входного сигнала, степень его линейности определяет верхнюю границу этой мощности. Максимальный уровень по входу определяется линейностью каскадов приемника. Существуют две меры для определения степени линейности приемника. Первая называется входной точкой компрессии на 1дБ. Она соответствует условиям, при которых выходная мощность каскада прекращает увеличиваться пропорционально входной мощности. Эта точка определяет уровень входной мощности, при которой выходная мощность оказывается на 1 дБ ниже или выше, чем мощность, соответствующая линейному режиму усиления (т. е. постоянному коэффициенту усиления). Чаще всего усиление уменьшается, а не увеличивается, что объясняется насыщением полевых или биполярных транзисторов. Вторая мера линейности называется точкой пересечения 3-го порядка (IIP3). Нелинейность элемента схемы может быть смоделирована полиномом, включающим члены 1-го, 2-го и 3го порядка. Хотя члены 2-го и 3-го порядков оба являются вредными, член 3-го порядка наиболее нежелателен, поскольку сильно ухудшает параметры. Чтобы это проиллюстрировать, предположим, что входной сигнал содержит 2 близко расположенных тона с частотами и . После прохождения их через элемент с нелинейным усилением получаем продукты интермодуляции 3-го порядка, включающие компоненты с частотами и . Эти продукты располагаются прямо в полосе полезного сигнала и не могут быть отфильтрованы. (Отметим, что члены второго порядка создают компоненты, лежащие за пределами полосы сигнала на частотах и 0). Уровень входного сигнала, при котором уровень продуктов интермодуляции третьего порядка равен уровню составляющих первого порядка (самих интермодулирующих сигналов) называется точкой пересечения третьего порядка (IIP3). Его величина может быть определена путем интерполяции этих двух сигналов. (Уровень IIP3 обычно выше, чем точка компрессии на 1дБ). Достижение высокой линейности особенно важно для применений, в которых используется много несущих. Приемник OFDM относится к такому классу устройств, так как для передачи сигнала используется множество тонов, которые могут дать множество паразитных продуктов интермодуляции. Рисунок 3-4. Определение соответствующего IIP3 уровня мощности по входу, при которой продукты интермодуляции 3-го порядка равны по величине интермодулирующим сигналам. 3.4.5. Соотношение между линейностью и шумом Для того чтобы компенсировать потери преобразования в пассивном смесителе, необходимо тракт приемника до смесителя дополнить еще одним усилителем. В противном случае коэффициент шума приемника увеличится за счет шумов смесителя (которые примерно равны его потерям преобразования). Необходим еще один LNA. Однако увеличение коэффициента усиления приводит к появлению заметных интермодуляционных искажений, в том числе и за счет сигналов, находящихся вне полосы пропускания, но могущих вызвать появление паразитных продуктов в полосе. Чтобы избежать этого, на входе приемника устанавливается керамический фильтр ф.Murata. После первого LNA располагается другой фильтр Murata с большим заграждением. Далее следует второй LNA. Структурная схема приемника показана на Рисунке 3-5. В таблице 3.3 приведены результаты измерений параметров приемника. Рисунок 3-5. Радиочастотный тракт приемника. Коэффициент усиления (от входа RF до выхода IF) Коэффициент шума Чувствительность по входу (при SNR = 30 дБ на входе АЦП) P1дБ по входу IP3 по входу Подавление зеркального канала 26 дБ 4 дБ -56 дБм - 27,5 дБм - 14 дБм - 75 дБ Таблица 3.3. Результаты измерений параметров приемника. 3.5. Тракт передатчика и усилитель мощности 3.5.1. Тракт передатчика Обычно тракт приемника от антенного входа до выхода IF требует тщательного проектирования и часто прорабатывается до мельчайших деталей. Тракт передатчика кажется более простым, но и в нем есть элементы, требующие пристального внимания. Далее будут затронуты наиболее важные проблемы, возникающие при проектировании передатчика. Тракт передатчика от входа IF до выхода RF показан на Рисунке 3-6. Здесь, как и в приемнике, в качестве повышающего смесителя используется микросхема HMC488MS8G. В ней сигнал IF с частотой 583 МГц преобразуется в сигнал RF с частотой 5,247 ГГц. Полоснопропускающий фильтр ф. Murata типа DFCB35G25LAHAA подавляет нежелательную нижнюю боковую полосу, а драйвер PA и сам PA усиливают сигнал до необходимого уровня выходной мощности. В качестве драйвера применена микросхема ERA-21SM производства Mini Circuits. 3.5.2. Усилитель мощности Поскольку диапазон 5,25 ГГц предназначен для использования в беспроводных сетях стандарта 802.11a, был выбран дискретный усилитель мощности, который оптимизирован для этой частоты и соответствует данному стандарту. Трехкаскадный интегральный усилитель с встроенной схемой смещения ф. Maxim типа MAX2841 имеет достаточно большой коэффициент усиления 22 дБ. Для него производитель выпускает оценочную плату, на которой установлена микросхема усилителя и имеются схемы смещения и согласования. Микросхема имеет также встроенный детектор проходящей мощности, сигнал которого доступен пользователю. Рисунок 3-6. Тракт передатчика. 3.5.3. Требования к усилителю мощности по линейности В современных системах беспроводных коммуникаций, особенно в тех из них, которые используют батарейное питание, большое внимание уделяется выбору режима усиления и разработке схемы усилителя мощности, поскольку он является самым большим потребителем энергии среди всех других аналоговых устройств. При выборе различных классов усилителей главным критерием такого выбора становится коэффициент полезного действия, вычисляемый по формуле: с учетом нелинейных параметров при работе транзисторов в режиме большого сигнала. Если нужно избежать появления паразитных интермодуляционных продуктов или интерференции с внеполосными помехами, которые образуют паразитные сигналы в рабочей полосе, то должен быть выбран линейный режим работы усилителя. При нелинейном режиме работы передатчика будут наблюдаться искажения ансамблей передаваемых сигналов (созвездий). В предыдущем разделе было показано, каким образом находятся уровни выходной мощности, соответствующие точкам P1дБ и IIP3. В этом разделе определим, какие величины соответствуют максимальной мощности символа OFDM, которая необходима для его неискаженной передачи. Для детектирования ансамбля 256-QAM при коэффициенте символьных ошибок 10-3, продукты интермодуляции должны быть на 30 дБ ниже уровня желаемой поднесущей. Нахождение необходимого отношения мощностей продуктов интермодуляции, генерируемых при двухчастотном режиме, к мощностям продуктов интермодуляции при многочастотном режиме является задачей нетривиальной. Отношение пиковой мощности к средней для сигналов OFDM требует от усилителя значительно большей величины линейной мощности, чем это требуется для сигнала с амплитудой, соответствующей RMS. В результате усилитель должен работать при выходной мощности, которая намного ниже, чем его точка P1дБ. Если более конкретно, то мощность должна быть понижена на величину, которая больше, чем PAPR для данного сигнала. Эта величина была рассчитана ранее и равнялась 25,2 дБ. Эта величина серьезно ограничивает мощность передатчика. Как будет показано далее, в данном проекте PAPR будет снижен до величины 10 дБ. Эта величина получена не аналитическим путем, а путем измерений соотношений мощностей основного и соседнего каналов - Adjacent Channel Power Ratio (ACPR). Поскольку многие из продуктов интермодуляции лежат на тех же частотах, что и полезные тоны, то их мощность не может быть измерена. Если же предположить, что продукт интермодуляции, который появляется на первой неиспользуемой поднесущей, имеет примерно ту же мощность, что и продукт интермодуляции, который располагается в полосе, то его величина при передаче единственного символа OFDM и наблюдения за спектром OFDM на выходе передатчика может быть измерена. Затем мощность на выходе усилителя можно будет увеличивать до тех пор, пока продукт интермодуляции не достигнет мощности – 30 дБн относительно желаемого тона. Данный уровень должен соответствовать выражению: и данная величина может быть внесена в спецификацию. На Рисунке 3-7(a) показан спектр единственного символа OFDM с полосой 128 МГц. На Рисунке 3-7(b) показана мощность в соседнем канале при укрупнении спектра. Общая выходная мощность равна + 7,5 дБм. Получена неподходящая величина ACPR = -26 дБн (см. Рисунок 3-7(b)). Можно сделать вывод, что 256-QAM невозможно детектировать при данном уровне мощности. Для получения необходимого ACPR = – 30 дБн необходимо еще понизить мощность. В Таблице 3.4 приведены параметры PA. Выходная мощность Коэффициент усиления P1дБ по выходу IP3 по выходу ACPR (на частоте 5,247 ГГц – 65 МГц) 7,5 дБм 20,7 дБ 19,6 дБм 28,0 дБм - 26 дБн Таблица 3.4. Параметры PA. 3.6. Дисбаланс квадратурных составляющих I/Q В большинстве случаев при конструировании беспроводных трансиверов разработчики для повышающего преобразования синфазных и квадратурных составляющих одной и той же частоты используют свойство ортогональности функций косинуса и синуса. При приеме эти квадратурные составляющие должны быть извлечены из принимаемого сигнала при понижающем I/Q преобразовании перед тем, как будет осуществлена необходимая фильтрация нижних частот. Однако в случае, если при повышающих или понижающих преобразованиях квадратурные составляющие гетеродина отличаются по амплитуде, а их фазовое различие отличается от 90 град., то свойство ортогональности нарушается, что может за собой повлечь появление ISI. К дисбалансу I/Q может также привести любые рассогласования в усилении или фазовые задержки компонент сигнала основной полосы, которые возникают в фильтрах нижних частот, усилителях с регулировкой усиления (VGA) и конверторах данных. Для определения тех параметров интерференции, которые вызваны дисбалансом I/Q, с передатчиком был проведен такой эксперимент. Как показано на Рисунке 3-8 (a), две синусоиды и подаются на входы I/Q повышающего преобразователя. В смесителях происходит умножение этих составляющих на косинус и синус частоты ,а продукты перемножения суммируются. На радиочастотном выходе должен быть получен единственный тон с частотой или (в зависимости от того, какой из выходов, I относительно Q или наоборот, испытывает задержку). Однако если амплитуды этих сигналов не равны между собой, а фазы не точно сдвинуты на 90 град., то появятся нежелательные продукты, располагающиеся по другую сторону от . Таким образом, качество I/Q повышающего преобразования может быть оценено по способности преобразователя подавлять нежелательную боковую полосу. Величина подавления паразитной боковой полосы, измеренная в дБ, для детектирования сигнала 256-QAM должна быть не менее 30 дБ. На рисунке 3-8 показано действие дисбаланса I/Q. Кроме паразитной боковой полосы, в спектре присутствует просочившийся сигнал LO. На него можно было бы не обращать внимания, поскольку данные не передаются на поднесущей, располагающейся на нулевой частоте (DC). Тем не менее, эта утечка должна быть минимизирована для того, чтобы не загружать усилитель мощности никому не нужным сигналом. Данные, приведенные на Рисунке 3-9, были получены посредством моделирования с помощью MATLAB и отражают соотношение между степенью подавления боковой полосы и дисбалансом фаз и амплитуд. Рисунок 3-7: (a) Спектр одного передаваемого символа OFDM. (b) Измеренное отношение уровня мощности в соседнем канале. Рисунок 3-8: (a) Схема для тестирования подавления боковой полосы. (b) Спектр выходного сигнала. В большинстве случаев измерения дают следующие результаты: дисбаланс фаз должен быть меньше, чем 2 град., а дисбаланс амплитуд – меньше, чем 0,2 дБ. Измерения должны проводиться в приемнике после понижающего I/Q преобразователя. В качестве повышающего преобразователя используется микросхема Analog Devices типа AD8345. На нее направляются дифференциальные сигналы основной полосы I и Q и дифференциальный сигнал LO (полученный с помощью симметрирующего трансформатора – balun). Главное достоинство этой микросхемы – это способность обрабатывать сигналы основной полосы с частотами до 80 МГц. Микросхема Linear Technology типа LT5517 используется в качестве понижающего преобразователя. Она также нуждается в дифференциальном сигнале LO и дифференциальных сигналах основной полосы I и Q. Сигнал гетеродина подается на микросхему на удвоенной частоте . Этот сигнал затем делиться на два с помощью внутреннего делителя. Так же, как и многие другие элементы схемы, данная микросхема выбиралась на основании ее способности обрабатывать высокочастотные сигналы основной полосы. Рисунок 3-9. Подавление второй боковой полосы в зависимости от дисбаланса фаз и амплитуд квадратурных составляюших. Важно подчеркнуть, что в этой главе мы ведем речь о двух микросхемах I/Q повышающего и понижающего смесителей. Не вполне корректно называть, например, повышающий смеситель «модулятором», так как модулятором обычно называют устройство, формирующее ансамбли битов в символе. В системах OFDM собственно модуляция производится в цифровой форме, поскольку формируемый IDFT ансамбль уже устанавливает для определенной частоты амплитуды и фазы. Микросхема аналогового смесителя не выполняет модуляции сигнала, а просто переносит спектры I и Q сигналов основной полосы на несущую с нужной радиочастотой. 3.7. Синтез частот 3.7.1. Петля фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ – PLL) Блок-схема петли фазовой автоподстройки частоты показана на Рисунке 3-10. Микросхема синтезатора частот ф. Analog Devices типа ADF4106 содержит фазочастотный детектор (ФЧД - PFD), делитель с программируемым коэффициентом деления N и устройство накопления заряда. Внешний петлевой RC фильтр нижних частот типа 2, 2-го порядка и управляемый напряжением генератор – ГУН или VCO, который представляет собой микросхему ф. Z-communication типа SMV4780A, довершают схему петли. Поскольку PLL не предполагает перестройки с канала на канал, выходная частота синтезатора будет постоянна и равна 4,664 ГГц. В отличие от многих других проектов, которые должны решать задачу получения необходимого разрешения по частоте, мы свободны от этого и можем целиком сосредоточиться на решении задачи уменьшения уровня фазового шума. Чтобы получить наилучшие параметры по фазовому шуму, следует выбирать наименьшее значение N, а частоту PFD – по возможности высокой. При частоте PFD 22 МГц, которая получается путем деления на два частоты опорного генератора 44 МГц, для того чтобы получить частоту выходного сигнала 4,664 ГГц нужно, чтобы N равнялся 212. Коэффициент усиления петли и параметры фильтра определим, воспользовавшись программой PLL Design Assistant. Цель расчета – это получение запаса по устойчивости и оптимизация параметров фазового шума. Рисунок 3-10. Схема ФАПЧ. Делитель частоты, ФЧД и зарядная схема встроены в чип. 3.7.2. Распределение сигнала LO Гетеродин на основе синтезатора частот должен обеспечить работу двух смесителей, для которых требуется частота 4,664 ГГц, одного смесителя, нуждающегося в частоте 1,166 ГГц, и одного, для которого нужна частота 583 МГц. Для распределения мощности гетеродина, направляемой к каждому из смесителей, сигнал LO должен пройти через делитель мощности. Деление мощности на частоте 4,664 ГГц производится с помощью моста Вилкинсона (Wilkinson), который делит ее на две равных части. На схеме делителя, показанной на Рисунке 3-11, каждый из двух четвертьволновых отрезков линий передачи трансформирует импеданс нагрузки 50 Ом во входной импеданс 100 Ом. Импеданс по входу представляет собой сумму этих импедансов, т. е. 50 Ом. Выходной порт не согласован на 50 Ом, однако никакой из отраженных сигналов при прохождении двух отрезков не может преодолеть фазовый сдвиг на 180 град. Резистор 100 Ом не рассеивает мощности и действует соотношение: Рисунок 3-11. делитель мощности Вилкинсона. Перед распределением с помощью моста Вилкинсона сигнал LO усиливается усилителем на микросхеме от Mini Circuits типа ERA-21SM. 3.8. Преобразование данных 3.8.1. ЦАП и АЦП (DACs and ADCs) В каждый промежуток времени 1мксек в IFDT генерируется новый символ OFDM. Этот символ представляет собой 128 образцов. Поскольку самый высокочастотный компонент сигнала имеет частоту 64 МГц, система работает в пределах частоты Найквиста. Для того, чтобы реализовать фильтр зеркальных частот и реконструирующий фильтр (фильтры нижних частот), которые устанавливаются соответственно до и после ЦАП и АЦП, символы OFDM подвергаются квантованию на удвоенной скорости квантования конверторов данных 256 Мсимв/с (MSPS). В нашем варианте исполнения квантование достигается за счет заполнения 128 бункеров (bin), соответствующих положительным и отрицательным частотам в пределах от 65 МГц до 128 МГц и получения в результате 256-точечного обратного преобразования Фурье (IFFT). Вследствие высокого отношения пиковой мощности к средней и соответственно большого динамического диапазона 55 дБ, количество бит, необходимых для ЦАП и АЦП, достигает больших значений, которые определяются из выражения: где В – это количество бит, Xm – половина полного размаха напряжения, = 0,707Xm – действующее значение амплитуды сигнала, а SNR – определяет нижнюю границу динамического диапазона сигнала (отметим, что PAPR всегда вычисляется с учетом SNR, а = 0,707Xm –это действующее значение для полной синусоиды). Наименьшая вычисленная по формуле величина В равна 10. Коммерчески доступные преобразователи данных, имеющие подходящие параметры появились лишь недавно. Как подчеркивалось ранее, значение PAPR было ограничено величиной 10 дБ в первую очередь с целью получения приемлемой выходной мощности. Благодаря этому допущению и с целью ограничения номенклатуры применяемых изделий были выбраны 10-битовые ЦАП типа AD9753 и АЦП типа AD9480 фирмы Analog Devices. Для поддержания непрерывности сигнала при высокой символьной скорости цифроаналоговый преобразователь использует два входных порта. Он получает два цифровых образца в виде параллельных бит на 1/2 скорости квантования. Внутри микросхемы тактовая частота 128 МГц умножается на 2, а затем данные переводятся в последовательный формат перед преобразованием в аналоговую форму. Аналого-цифровой преобразователь использует интерфейс LVDS (Low Voltage Differential Signaling) для передачи на частоте 256 МГц сигналов на выходах данных и тактовой частоты. 3.8.2. Синтез тактовой частоты Для того чтобы система приобрела завершенный вид, на плату должен быть помещен синтезатор тактовой частоты для конверторов данных. Кварцевый генератор с частотой 128 МГц обеспечивает тактовым сигналом ЦАП и АЦП (через умножитель частоты на два), а также FPGA (ПЛИС). Схемы FPGA как наиболее чувствительные к шуму и требующие для синхронизации цифрового сигнала очень чистого хронирующего сигнала 128 МГц вынуждают поместить источник этого сигнала на одной с ними плате. Максимальный допустимый джиттер, который является функцией разрешения ЦАП и входной частоты, можно рассчитать по формуле: Кроме отсутствия быстрого джиттера, тактовый сигнал должен быть также свободен от каких бы то ни было паразитных частот, располагающихся вблизи от частоты 128 МГц, которые могут быть наведены в результате связи этого сигнала с данными на входе ЦАП. Более того, эти паразитные продукты могут прямо пройти на аналоговый выход ЦАП. Уровень паразитных компонентов в тактовом сигнале можно уменьшить за счет аккуратной разводки платы и использования дифференциальных линий передачи. Кроме джиттера тактового сигнала, необходимо тщательно контролировать асимметрию тактового сигнала между I и Q составляющими с целью предотвращения дисбаланса I и Q. За счет использования микросхем сдвоенных ЦАП и АЦП можно такую асимметрию предотвратить, но такие микросхемы для скоростей до 256 Мсимв/с пока недоступны. Поэтому проблему асимметрии тактового сигнала будем решать за счет грамотной разводки платы. Например, длина проводников между каждой из пар портов ЦАП и АЦП должна быть одинакова. Рисунок 3-12: Структурная схема платы преобразователей данных. 3.9. Обработка сигнала основной полосы 3.9.1. Фильтр нижних частот Реконструирующие и подавляющие зеркальные частоты фильтры нижних частот устанавливаются после АЦП и перед ЦАП. Пассивные фильтры с частотой среза 75 МГц выполнены на сосредоточенных элементах в виде Чебышевских LC фильтров 3-го порядка. Активные фильтры не применялись, так как требовалась очень широкая полоса. 3.9.2. Усилитель с регулируемым усилением Для того чтобы получить от АЦП максимальный динамический диапазон, необходима пара усилителей АРУ (VGA) для компонент I и Q сигнала основной частоты. Широкий диапазон рабочих частот требует от усилителей с АРУ очень высоких параметров. Как и микросхемы I/Q понижающих и повышающих преобразователей, АРУ - усилители должны без искажений работать в полосе частот до 64 МГц. Вдобавок они должны быть малошумящими. Это значит, что их мощность шума должна быть меньше, чем мощность шумов квантования, вносимых АЦП. Для этой цели был выбран усилитель фирмы Linear Technology типа LT5524. Как и все другие, описанные ранее источники дисбаланса I/Q, две отдельных микросхемы АРУ усилителей могут вызвать дисбаланс I/Q за счет вариаций усиления и фазы. Можно допустить, что усилители будут вносить некоторое различие в усилении, но не будут иметь никаких различий по фазе. Эти вариации в усилении компенсируются после преобразования в цифровую форму. 3.10. Результаты измерений параметров трансивера На рисунке 1-13 показаны коэффициент усиления и приведенный к входу коэффициент шума приемника, которые были измерены между входом приемника и выходом АРУ. Величина коэффициента усиления изменяется в зависимости от уровня входного сигнала (эффект АРУ). Для любой из градаций изменения уровня входного сигнала может быть построена своя амплитудная характеристика (АЧХ). Рисунок 3-13: (a) Коэффициент усиления, измеренный от входа приемника до выхода АРУ (AGC). (b) Коэффициент шума приемника, измеренный от входа приемника до выхода АРУ. На рисунке 3-14 (a) показаны нежелательные побочные продукты, измеренные в дБн для случаев, когда 2 квадратурных синусоидальных сигнала основной полосы с частотой 64 МГц подаются на входы I/Q повышающего преобразователя от двух ЦАП. Спектр полученного сигнала наблюдался на экране анализатора спектра. Сигнал нежелательной боковой полосы на выходе передатчика (без учета усилителя мощности) был подавлен до величины -37 дБн. На рисунке 3-14 (b) показан дисбаланс I/Q в приемнике. I/Q понижающий преобразователь восстанавливает синусоиду с частотой +64 МГц. Выходной сигнал основной полосы оцифровывается и в идеальном случае преобразуется обратно в IF с помощью MATLAB, так чтобы можно было увидеть уровень нежелательной боковой полосы. Измеренный уровень боковой полосы равен – 43 дБн. Рисунок 3-14: Измерение уровня подавления паразитной боковой полосы для: (a) передатчика (анализатор спектра), (b) приемника (MATLAB). Для того чтобы охарактеризовать общие параметры ЦАП и АЦП, с помощью MATLAB генерируются синусоидальные сигналы, которые проходят через ЦАП, усиливаются, оцифровываются и запоминаются при использовании АЦП USB FIFO из Оценочного Набора Analog Devices (HSC-ADC-EVAL-DC). На рисунке 3-15 даны графики для случая двух синусоид с частотами 5 МГц и 63 МГц, которые запоминаются при обработке в АЦП. Полученные параметры обобщены в Таблице 3.5. Приведены такие параметры: выходная мощность основной гармоники в дБ относительно полной шкалы (dBFS), SNR, отношение сигнал/(шум + искажения) (SINAD), наибольшие помехи, шумовое окно и эффективное количество бит (ENOB). Помехи, показанные на графике для частоты 63 МГц, от тактового сигнала FFT с частотой 128 МГц возрастают в зависимости от глубины связи c линией, подводящей данные к ЦАП. Наиболее выраженные из этих помех имеют уровень – 54 дБн. Эти помехи не характерны для частоты 5 МГц, поскольку по линии передаются данные со значительно более низкой скоростью и связь с тактовой частотой намного меньше. Таблица 3-5: Обобщенные параметры для AD9753 ЦАП и AD9480 АЦ. IV. Применение цифрового сигнального процессора (DSP) не реального времени 4.1. Обоснование С целью изменения параметров канала и для успешного приема данных необходимо объединить в одно целое аналоговый блок со сложным цифровым сигнальным процессором реального времени. Данный процессор должен быть способен генерировать символы OFDM на передающей стороне и детектировать символы QAM на стороне приема. Поскольку рабочие скорости передачи данных очень высоки, реализация Цифрового Сигнального Процессора (DSP) является весьма сложной задачей и открывает другую обширную область для исследований. Поскольку в данной работе первоочередное внимание уделяется разработке аналоговой части, то необходимый алгоритм DSP выполняется с помощью программы MATLAB, но в режиме не реального времени. Блок – схема измерительной установки показана на Рисунке 4-1. Набор символов OFDM сначала генерируется в PC. Их образцы затем запоминаются в Virtex-4 FPGA. При помощи счетчика набор символов быстро посылается в направлении аналогового блока для передачи. На стороне приема приемник получает данные, подстраивает коэффициент усиления схемы АРУ (VGA) для поддержания максимальной величины динамического диапазона АЦП и посылает полученные образцы обратно к PC для последующей обработки. Приведенные в данной главе алгоритмы DSP выбраны в первую очередь на основе их легкой реализации, и в результате они не оптимальны для получения параметров. Тем не менее, они вполне применимы для передачи высокоскоростных данных. Рисунок 3-15: (a) Спектр записанной синусоиды с частотой 5 МГц. (b) спектр записанной синусоиды с частотой 63 МГц. Рисунок 3-16: Фотография узла WiGLAN. Рисунок 4-1: Блок-схема измерительной установки. Данная глава концентрируется на достижении следующих результатов: оценка канала, реализации циклической приставки, получении сдвигов по фазе LO и временного сдвига при квантовании, а также получению сдвига частоты LO и отношения пиковой мощности к средней. 4.2. Оценка канала Для того, чтобы получить возможность правильного приема данных, во многих из беспроводных систем опираются на некоторые из форм оценки качества канала передачи. Чаще всего для получения приемником информации о качестве канала прибегают к передаче известной последовательности данных. Затем приемник использует эту информацию для того, чтобы исключить вносимые каналом аффекты. Системы с OFDM могут правильно восстанавливать точки созвездий в любом из ансамблей сигналов, благодаря их способности противодействовать многолучевости. Другими словами, приемник OFDM использует оценку канала передачи для аннулирования замираний и фазовой задержки в канале применительно к каждому из ансамблей. При таком подходе каждому набору символов OFDM должна предшествовать образцовая последовательность, которая содержит 2 известных символа OFDM, благодаря которым в приемнике извлекается информация о векторе исправления амплитуды и векторе исправления фазы. Эти векторы затем усредняются и добавляются к нагрузке, состоящей из последовательности данных. Усреднение используется для повышения точности оценивающего канал устройства. Оценка очень зашумленного канала может привести к его неоптимальной коррекции, при которой символьные ошибки могут даже увеличиться. 4.3. Циклическая приставка Несмотря на их способность противодействовать интерференции между сигналами на поднесущих, занимающих соседние субполосы, системы OFDM сильно восприимчивы к интерференции между символами OFDM. Канал передачи может содержать, кроме основного сигнала, множество его задержанных копий, которые могут накладываться на другие символы, вызывая ISI. Для предотвращения проблем с ISI в структуру сигнала вводится т.н. циклическая приставка. В передатчике производится копирование М образцов каждого из символов OFDM. Они помещаются в начале символа. Впоследствии приемник удаляет эти образцы. Символ OFDM вместе с циклической приставкой подвергается циклической свертке с импульсной характеристикой канала вместо линейной свертки. Как показано на Рисунке 4-2, длительность циклической приставки должна превышать длительность рассеяния задержки в канале. За счет этого предотвращается интерференция между символами OFDM. Другим преимуществом, которое достигается за счет применения циклической приставки, является большая гибкость в приемнике при определении, на какой из символов нужно ориентироваться при выполнении DFT. Однако при всех своих достоинствах циклическая приставка имеет и недостаток, который состоит в том, что за ее счет снижается символьная скорость OFDM, а, значит, и общая скорость данных. В нашем случае циклическая приставка занимает 25% длительности символа OFDM, поэтому длительность одного символа увеличивается с 1мксек до 1,25мксек, а скорость данных снижается на 20%. Рисунок 4-2: Циклическая приставка должна иметь длительность большую, чем рассеяние задержки в канале. 4.4. Подстройка гетеродина по фазе и хронирование конвертора по тактовому сигналу На Рисунке 4-3 показаны упрощенные структурные схемы I/Q передатчика и приемника. На смесители передатчика подаются сигналы и . Смесители приемника управляются сигналами и , где и . Гетеродины передатчика и приемника находятся в разных местах и не синхронизированы. В данном случае имеем: Где - это отношение различных состояний фазы от 0 до . Несовпадение фаз гетеродинов проявляется в виде быстрого вращения точек на созвездии каждого из ансамблей (отметим, что в этом случае все ансамбли поворачиваются на один и тот же угол). Рисунок 4-3: Упрощенная блок-схема пары передатчик/приемник. На рисунке 4-4 проиллюстрировано воздействие сдвига фаз на положение точек принимаемого созвездия. Рисунок 4-4. Поворот точек принимаемого созвездия. При квантовании в ЦАП и АЦП фазы тактового сигнала также не синхронизированы. Поворот фазы , обусловленный рассогласованием получим из выражения: секунд для пары конверторов, Каждый из ансамблей соответствует различной входной частоте f , и поэтому этот эффект воспринимается как различие скоростей вращения для каждого из ансамблей. Этот эффект вращения для фазовых сдвигов обоих LO и сдвига между тактовыми сигналами может быть представлен в виде общего вектора оценки канала. 4.5. Синхронизация символов OFDM Сдвиг во времени для тактового сигнала между стартовой точкой для передаваемого символа OFDM и моментом приема того же символа не ограничивается величиной, равной длительности периода тактового сигнала. Действительно, дополнительная циклическая приставка может несколько расширить область выбора стартовой точки или момента окончания первого символа OFDM в пакете. Наша циклическая приставка добавляет 25% к длительности символа или 64 образца. За пределами 320 образцов любые 256 из них могут быть выбраны в качестве стартовых S для символов OFDM, находящихся в диапазоне времен: Вследствие потенциально большего диапазона S, стартовая точка выбирается визуально. Перед двумя образцовыми символами вводится тон малого уровня с частотой 60 МГц. На Рисунке 4-5 показано, каким образом можно выбрать стартовую точку как точку, в которой мощность символа увеличивается. Как только будет выбрана стартовая точка первого символа, стартовую точку второго символа можно смело располагать на расстоянии 320-ти символов за ней. На Рисунке каждый раз тон 60 МГц следует после 45-ти символов OFDM. Рисунок 4-5: Образцы на выходе АЦП. 4.6. Частотный сдвиг Точно так же, как наблюдается сдвиг фаз между сигналами гетеродинов приемника и передатчика, имеет место и частотный сдвиг между ними. Проиллюстрируем это для случая, предполагающего, что опорный кварцевый генератор с частотой 44 МГц имеет точность, равную 50 частей от миллиона (50 ppm). В таком случае ошибка по частоте для гетеродина будет равна: Если LO представляет собой гетеродин понижающего преобразователя в сигнал основной полосы, то эта ошибка проявит себя как сдвиг по частоте в сигнале основной полосы (см. Рисунок 4-6). При этом поднесущие уже не будут строго ортогональны, и проявится интерференция между поднесущими. При этом деградация SNR будет проходить по двум направлениям: во-первых, синхронизация при квантовании OFDM поднесущих в DFT не будет производиться строго на пиках мощности, что вызовет снижение мощности сигнала; во-вторых, точка квантования для остальных поднесущих не будет совпадать с точкой пересечения нулевой линии. Таким образом, можно видеть, что чем больше частотный сдвиг, те большую деградацию испытывает SNR. Рисунок 4-6: Сдвиг частоты гетеродина приводит к сдвигу частоты сигнала основной полосы в символе OFDM. 4.6.1. Грубая коррекция В этом варианте исполнения системы проблема возникновения ICI, вызванной сдвигом частоты LO, решается путем выбора для данной пары передатчик/приемник такой пары кварцевых генераторов, которые достаточно близки по частоте. Требованию к величине SNR = 30 дБ, которое необходимо для успешного детектирования сигналов 256-QAM, соответствует общий сдвиг по частоте между гетеродинами передатчика и приемника, равный 8 КГц, что находим из выражения: где Т – это инверсное распределение по частоте в бункере, а по частоте. - соответствующий сдвиг 4.6.2.Точное отслеживание Частотный сдвиг, даже если он удерживается на уровне не более 8 КГц, воздействует на параметры системы. Ранее предполагалось, что как только фазовый сдвиг между сигналами двух гетеродинов будет определен, то далее его можно считать неизменным, а его величина может использоваться при оценке канала. Остаточное различие частот гетеродинов будет сопровождаться накоплением фазового сдвига во времени. Так что в каждом из символов OFDM созвездие будет непрерывно поворачиваться на небольшой угол . Это накопление фазового сдвига происходит быстро относительно времени когерентности беспроводного канала, а значит, его можно постоянно корректировать. В данной работе предлагается производить отслеживание при помощи введения 8-ми известных пилот-сигналов на 8-ми из 128-ми частотах символа. После каждой из операций DFT остаточный поворот фазы для всех бункеров оценивается с помощью этих пилотсигналов. Подобно циклической приставке присутствие в 8-ми бункерах пилот-сигналов уменьшает скорость данных в отношении 120/128. 4.7. Отношение пиковой мощности к средней В разделах 3.5 и 3.8 была обоснована необходимость уменьшения отношения пиковой мощности к средней в системах с OFDM. Существуют различные алгоритмы уменьшения PAPR, и за счет него небольшого ограничения динамического диапазона конверторов данных и, самое главное, уменьшения потери мощности в усилителе мощности. Кроме того, поскольку появление крайне больших выбросов в символе OFDM – явление редкое, некоторое ограничение допустимо при условии, что вносимая за счет этого ошибка будет мала по отношению к требуемой вероятности ошибок. В данной работе не предлагаются алгоритмы уменьшения выбросов или ограничения сигнала, а предлагается применить генерацию символов OFDM не в реальном времени, которые обеспечивали бы PAPR не более 10. Если символы генерируются по случайному закону, то обычно 95% из них удовлетворяют этому требованию. Те же из символов, которые ему не удовлетворяют, просто не передаются. V. Измерения в канале 5.1. Процедура измерений Трансивер WiGLAN, который описан в Разделе 3, использовал взаимодействие с MATLAB. В разделе 4 был дан алгоритм DSP для передачи, приема и детектирования бункеров бит. Несмотря на все усилия, предпринятые для передачи данных со скоростью 1Гбит/с при использовании модуляции 256-QAM, было установлено, что передача созвездия такого высокого порядка выдвигает слишком высокие требования к SNR. Для того чтобы можно было передать сигнал с мощностью 7,5 дБм при необходимой линейности, а также для облегчения требований к динамическому диапазону конвертора данных, в данных измерениях использовалась модуляция 64-QAM. За счет перехода к созвездию более низкого порядка скорость данных снизилась на 25%. Блок – схема измерительной установки, которая уже приводилась ранее, повторена на Рисунке 5-1. Рисунок 5-1: Блок-схема измерительной установки. Шаги, предпринимаемые в передатчике и приемнике при изменении параметров, перечислены в двух следующих главах 5.1.1 и 5.1.2. 5.1.1. Передатчик - Генерируется один вектор оценки канала EST длиной 128. Каждый элемент или бункер, за исключением тех, которые располагаются на DC, содержит генерируемое по случайному закону созвездие 16-QAM. - 50 векторов DATA1, DATA2…DATA50 длиной 128 генерируются так, что содержат генерируемые по случайному закону созвездия 64-QAM. В каждый из векторов данных вводятся 8 пилот-сигналов (также 64-QAM), величины которых известны для приемника. Входная матрица имеет вид: - Один раз за период над каждым из 256 векторов производится операция IFFT. Перед ней 128 нулей помещаются так, чтобы обработка бала эквивалентна получению 128-ми IFFT и последующему квантованию на удвоенной скорости. - Генерируется циклическая приставка за счет копирования последних 64-х образцов и размещения их в начале каждого символа OFDM, что увеличивает длительность символа на 25%. - После соответствующего распределения по уровням символы OFDM с PAPR, превышающим 10 дБ, удаляются, как это описано в Разделе 4.7. - К набору, содержащему свыше 16000 образцов, который представляет собой единый пакет, спереди добавляется синусоидальный тон с малой мощностью и частотой 60 МГц, который используется для детектирования старта пакета. - Образцы затем запоминаются в EPGA и непрерывно передаются с помощью счетчика. 5.1.2. Приемник - При помощи Оценочной Платы АЦП от Analog Devices приемник запоминает 32К образцов данных, предварительно оцифрованных в АЦП. - Вручную устанавливается такая величина усиления VGA, при которой амплитуда символов OFDM соответствует максимальному динамическому диапазону АЦП, но без ограничения. - Положение первого образца в пакете определяется з счет наблюдения момента, когда заканчивается тон 60 МГц и начинается увеличение уровня мощности. - Первых два символа OFDM (которые используются для оценки канала) после прохождения IFFT усредняются на его выходе для получения вектора символа получим из выражений: . Векторы коррекции - Два вектора оценки канала присоединяются к последовательностям на выходах FFT и, таким образом, получается символ 64-QAM. Для того чтобы учесть зависящий от времени поворот созвездия, вызванный остаточным частотным сдвигом, по наилучшему положению линии относительно 8-ми пилот-сигналов получается остаточный вектор . 5.1.3. Коэффициент символьных ошибок Для вычисления нижней границы коэффициента символьных ошибок по отношению к общему числу передаваемых символов обратимся к выражению: Где DATAij соответствует j – тому бункеру для i – того символа OFDM, а d – это расстояние между соседними точками созвездия. Поскольку набор передаваемых символов в нашем случае ограничен, измерения не всегда позволяют определить коэффициент ошибок. Если ошибки не вводятся, то коэффициент ошибок равен: SNR для бункера также может быть вычислен: где Psig – это мощность типичного символа OFDM. 5.2. Тест 1: Проводной канал При данном тестировании выходной сигнал с мощностью 7,5 дБм ослабляется на 47,5 дБ до уровня - 40 дБм и подводится прямо к приемнику посредством короткого SMA кабеля. На Рисунке 5-2a показаны точки принятого созвездия после коррекции характеристик канала по амплитуде и фазе. Здесь главным фактором, влияющим на очевидное изменение уровня шума, являются нелинейности PA. Безусловно, такой режим передачи способствует успешному детектированию любых созвездий сигналов. Для того чтобы проиллюстрировать действие остаточного сдвига по частоте LO, на Рисунке 5-2b показан пример созвездия на выходе для случая, когда не используется точная подстройка по фазе. Рисунок 5-2: (a) Принятое созвездие для проводного канала. (b) Принятые точки без применения точной подстройки по фазе. 5.3. Тест 2: Диапазон мощностей входного сигнала Результаты измерений чувствительности и линейности для синусоидальных входных сигналов были получены в Разделе 3. В этом разделе мы попытаемся измерить наибольший и наименьший уровни входного сигнала OFDM, при которых еще возможна успешная передача данных для всех субканалов. Эти значения были определены экспериментально и составляли – 55 дБм и - 33 дБм. Измеренные значения SNR для всего бункера и принимаемых созвездий показаны на Рисунке 5-3, а все параметры сведены в Таблицу 5.1. Таблица 5.1: Итоговые параметры для максимального и минимального уровней мощности. Рисунок 5-3: Измеренный SNR для бункера и принимаемого созвездия для проводного канала: (a) Pin = -55дБм, (b) Pin = -33дБм. 5.4. Адаптивная модуляция в проводном канале Как уже было показано ранее, при адаптивной модуляции используются селективные свойства канала, что позволяет передавать сигналы с более сложными созвездиями в каналах хорошего качества и сигналы с более простыми созвездиями в каналах с глубокими замираниями. Для упрощения реализации исследовался только сигнал 64-QAM и только два его возможных варианта. В системе не реального времени возникает дополнительная проблема, связанная с необходимостью для передатчика знать о том, какой из бункеров следует включить. Из-за быстрого изменения (порядка 1 сек) характеристик канала приемник не имеет времени для передачи этой информации обратно к передатчику. Вместо того чтобы передавать информацию в обратном направлении, передатчик посылает данные 64-QAM во все бункеры, и в зависимости от среднего значения SNR в приемнике для каждого из бункеров, приемник выбирает, какой из бункеров включить. Пороговый уровень SNR, который используется для определения, какой из бункеров следует включить, выбран равным 28 дБ. Это значение, которое больше, чем минимальная величина SNR, требуемая для приема 64-QAM, дает комфортный уровень коэффициента ошибок. Еще один резон в пользу того, чтобы иметь некоторый запас по SNR, это необходимость смириться с фактом неоптимальности алгоритма подстройки по фазе, из-за которого точный угол поворота не может быть предсказан. На Рисунке 5-4 показан график типичного SNR на бункер, усредненный за один пакет. Черная горизонтальная линия показывает пороговый уровень, выше которого располагаются пригодные для использования ансамбли. Рисунок 5-4: SNR на бункер для принятого сигнала. Бункеры с SNR более 28 дБ пригодны для передачи по радиолинии. Необходимо отметить, что полученные с помощью данного метода параметры представляют практически нижнюю границу потенциальной скорости данных, которая может быть получена в системах реального времени. Если с целью поддержания средней мощности OFDM символа на одном уровне непрерывно используется адаптивная модуляция (т. е. приемник транслирует информацию обратно к передатчику), передаваемая каждым отдельным бункером мощность может быть больше. 5.5. Тест 3: 1 м В этом и следующих разделах будут показаны результаты измерений, которые проводились в двух различных условиях для беспроводного канала: - большая комната, - лаборатория, в которой имеется множество потенциальных отражателей, что приводит к многолучевому режиму распространения. При проведении этого теста передатчик и приемник располагались на расстоянии 1 м друг от друга. Вид принимаемых созвездий и характеристики канала показаны на Рисунке 5-5. Все параметры сведены в Таблицу 5.2. Таблица 5.2. Итоговые параметры для передачи на расстояние 1м. Рисунок 5-5: Параметры канала и вид принимаемых созвездий при передаче на расстояние 1м для условий: (a) – в большой комнате, (b) – в лаборатории. Пурпурным цветом в параметрах канала обозначены используемые бункеры, а синим – не используемые. 5.6. Тест 4: 7м Для тех же двух условий, но приемник и передатчик располагались на расстоянии 7м друг от друга. Вид принимаемых созвездий и параметры канала показаны на рисунке 5-6. Итоговые параметры перечислены в Таблице 5.3. Таблица 5.3: Итоговые параметры для передачи на расстояние 7м. 5.7. Тест 5: 4м, без прямой видимости Похожий тест был проведен для расстояния 4м. Но в этом случае приемник и передатчик в лаборатории располагались таким образом, что их антенны не находились в прямой видимости одна относительно другой. Вид принятых созвездий и характеристики канала показаны на Рисунке 5-7. Итоговые параметры перечислены в Таблице 5.4. Рисунок 5-6: Характеристика канала и вид принимаемых созвездий при передаче на расстояние 7м: (a) – в большой комнате, (b) – в лаборатории. Таблица 5.4: Итоговые параметры для передачи на 4м без прямой видимости. VI. Размышления и выводы 6.1. Достижение максимальной скорости благодаря применению адаптивной модуляции В Разделе 5 был продемонстрирован успешный прием данных при различных расстояниях между передатчиком и приемником и для различных условий. При этом была применена адаптивная модуляция отдельных выбранных бункеров, для которых SNR превышал 28 дБ, и которые идентифицировались как «используемые бункеры». Выбранная величина 28 дБ отличается от типичного значения SNR = 24 дБ, которое требуется для детектирования 64-QAM при коэффициенте битовых ошибок 10-3. Выбор этого значения, кроме обеспечения запаса по коэффициенту ошибок, учитывает также тот факт, что не всегда алгоритм точной подстройки по фазе дает точное значение угла поворота. Можно провести такие же измерения для созвездий 16-QAM и 4-QAM. Но в этом случае пороговый Рисунок 5-7: Характеристики канала и вид принимаемых созвездий при передаче на расстояние 4м: (a) – в большой комнате, (b) – в лаборатории. Передача в лаборатории производилась не в режиме прямой видимости, но на большом стенде. уровень для используемых бункеров может быть выбран ниже, поскольку удовлетворительный прием этих созвездий может осуществляться при существенно более высоком уровне шума, и в результате большее число бункеров используется. В этом разделе мы попытаемся показать, что потенциальная скорость передачи данных может быть получена при использовании различных схем адаптивной модуляции. Вероятность символьных ошибок в зависимости от SNR для символов, передаваемых по каналу с AWGN, показана на Рисунке 6-1. Величина SNR, которая необходима для успешного детектирования 64-QAM, 16-QAM и 4-QAM при коэффициенте ошибок 10-3, равна 24 дБ, 18 дБ и 10 дБ соответственно. В предыдущем разделе при определении используемых бункеров для 64-QAM в качестве порогового уровня использовалось значение 28 дБ. Теперь предположим, что этот пороговый уровень будет 22 дБ и 14 дБ для 16-QAM и 4-QAM соответственно. На Рисунке 6-2 показаны измеренные значения SNR на бункер для пакета, содержащего 45 символов OFDM, при передаче на 7м. Черная горизонтальная линия соответствует сразу трем пороговым уровням. В Таблице 6.1 приведены потенциальные скорости данных, достижимые для разных схем адаптивной модуляции: - в каждом из бункеров передатчик посылает 64-QAM или ничего; - 16-QAM или ничего; - 4-QAM или ничего. Общая скорость данных для каждого из случаев определяется из выражения: где 1,25 мксек – это длительность символа с учетом циклической приставки, M - количество Точек созвездия и binsUsed – это все бункеры, для которых значение SNR превышает пороговую величину. Последняя из линий показывает, что скорость данных в случае, когда количество точек созвездия может меняться, достигает втрое большей величины, а канал передачи достигает наибольшей пропускной способности. (Количество бункеров, которые могут использоваться для передачи данных, максимально.) Рисунок 6-1: Семейство кривых, показывающих зависимость коэффициента символьных ошибок для различных типов созвездий. Рисунок 6-2: Значения SNR на бункер для сигнала, принимаемого на расстоянии 7м. Горизонтальные линии представляют пороговые значения, которые определяют, какие из ансамблей могут использоваться при различных адаптируемых схемах модуляции. Таблица 6.1: Результаты анализа параметров символов OFDM для случаев, соответствующих кривым на Рисунке 6-2. Как можно увидеть из Таблицы 6.1, оптимальная схема модуляции при приеме (по сравнению с последней) сильно зависит от качества канала, а еще точнее, - от величины SNR на бункер. Если анализ производится для случая передачи данных на расстояние 1м, то можно сделать вывод о том, что почти все бункеры 64-QAM могут быть приняты, и понижение уровня модуляции до 16-QAM только снизит скорость данных на 33%. С другой стороны, если данные посылаются на 10-12м, то понижение уровня модуляции до 4-QAM сильно помогает, поскольку многие бункеры 64-QAM не могут быть приняты. Максимальная пропускная способность достигается в том случае, когда адаптивная модуляция используется максимально гибко. Напомним, что в системах реального времени с адаптивной модуляцией приемник должен транслировать информацию назад к передатчику. Если каждый бункер будет содержать одну из четырех возможных схем модуляции, то объем информации, передаваемой обратно к передатчику, окажется достаточно большим, а сложность системы увеличится. 6.2. Заключение В данной статье была продемонстрирована работа прототипа трансивера, способного передавать, принимать и детектировать данные, передаваемые на расстояние 7м, которые имеют диапазон скоростей от 200 Мбит/с до 600 Мбит/с. Трансивер действует как прототип, с помощью которого могут быть произведены измерения в канале. Измерения, результаты которых приведены в Разделе 5, показывают, что в канале с центральной частотой 5 ГГц и шириной полосы 128 МГц проявляется крайне большая частотная селективность. Перепад между наибольшим пиком и самым глубоким провалом в его амплитудной характеристике, так же, как и достижимая скорость данных, зависят от расстояния между приемником и передатчиком и условий распространения сигнала в канале. Кроме того, было продемонстрировано, что для достижения максимальной пропускной способности необходимо использовать несколько адаптируемых схем модуляции. В первую очередь это вызвано высокой вероятностью появления в канале глубоких провалов, вызванных многолучевым режимом распространения. 6.3. Дальнейшие исследования Несмотря на то, что данный прототип трансивера способен передавать и принимать высокоскоростные данные, он все еще далек от идеала и имеет большой потенциал для дальнейшего совершенствования. В Разделе 3 отмечалось, что чувствительность приемника строго ограничена необходимостью выполнения высоких требований к SNR и шириной полосы 128 МГц. Для увеличения чувствительности приемника может быть применена технология Multiple Input Multiple Output (MIMO). За счет использования при передаче и приеме множества антенн можно понизить необходимый для детектирования данного созвездия SNR, что позволит работать при более низких уровнях принимаемого сигнала. Увеличение чувствительности приводит либо к возможности увеличения скорости данных, либо к увеличению расстояния передачи. Требования строгой линейности, которые обосновываются данной работой, вынуждают использовать усилители мощности в режимах, которые приводят к низкому КПД усилителя. Для того чтобы система могла линейно усиливать выходной сигнал и при этом не затрачивать много энергии, могут быть применены различные методы линеаризации PA. Линеаризация поможет либо уменьшить энергетические затраты, либо, при тех же затратах энергии увеличить выходную мощность и за счет этого увеличить расстояние передачи. Более совершенные алгоритмы DSP могут помочь увеличить скорость данных или уменьшить вероятность символьных ошибок. Также в системах реального времени изначально большой PAPR должен быть уменьшен или соответственно ограничен. Наконец с целью уменьшения цены, габаритов и энергопотребления следует стремиться к большей интеграции системы. Интеграция позволит использовать адаптер WiGLAN в многих мобильных устройствах, в том числе имеющих батарейное питание. Словарь сокращений Аббревиатура Расшифровка ACPR Adjacent Channel Power Ratio ADC Analog–to-Digital Converter AWGN BPSK Additive White Gaussian Noise Binary Phase Shift Keying DAC Digital-to-Analog Converter dBFS Decibels below full scale DFT DSP ENOB FCC FFT FPGA Discrete Fourier transform Digital Signal Processor Effective number of bits Federal Communication Commission Fast Fourier transform Field Programmable Gate Array ICI IF IFDT Inter-carrier interference Intermediate frequency Inverse discrete Fourier transform IFFT Inverse fast Fourier transform IIP3 I/Q ISI ISM 3rd input intercept point In-phase/quadrature Inter-symbol interference Industrial, Scientific and Medical LNA LO LVDS Low noise amplifier Local oscillator Low voltage differential signaling Перевод Отношение мощностей в основном и соседнем каналах Аналого-Цифровой Преобразователь АЦП Белый Гауссовский шум Двухпозиционная фазовая манипуляция Цифро-Аналоговый Преобразователь ЦАП Величина в децибелах относительно полной шкалы Дискретное преобразование Фурье Цифровой Сигнальный Процессор Эффективное количество бит Федеральная Комиссия по Коммуникациям Быстрое преобразование Фурье Программируемое логическое устройство - ПЛИС Интерференция между несущими Промежуточная частота - ПЧ Инверсное дискретное преобразование Фурье Инверсное быстрое преобразование Фурье Точка пересечения 3-го порядка Синфазный/квадратурный Межсимвольная интерференция Индустриальный, Научный и Медицинский (диапазон частот, выделенный для указанных применений) Малошумящий усилитель - МШУ Гетеродин Низковольтный дифференциальный интерфейс MSPS Mega Sample per Second NF OFDM PA PAPR Noise figure Orthogonal Frequency Division Multiplexing Power amplifier Peak-to-average power rate PCB PFD PLL Printed circuit board Phase/frequency detector Phase locked loop PPM QAM Part per million Quadrature-Amplitude Modulation QPSK Quadrature Phase Shift Keying RF SINAD Radio frequency Signal-to-noise and distortion SNR VGA Signal-to-noise ratio Variable gain amplifier WiGLAN Wireless Gigabit LAN WLAN Wireless Local Area Network Миллион выборок в секунду (скорость квантования) Коэффициент шума Ортогональное частотное мультиплексирование Усилитель мощности - УМ Отношение пиковой мощности к средней Печатная плата Фазочастотный детектор - ФЧД Петля фазовой автоподстройки частоты - ФАПЧ Одна миллионная часть (10-6) Квадратурно-Амплитудная Модуляция КАМ 4-позиционная фазовая манипуляция – 4-ФМ Радиочастота - РЧ Отношение сигнала к шуму плюс искажения Отношение сигнала к шуму Усилитель с регулируемым усилением АРУ Гигабитная беспроводная локальная сеть Беспроводная локальная сеть
